Вариант обеспечения квазикогерентного накопления в бистатической радиолокационной системе с использованием периодической коррекции фазы опорного сигнала

Исследования в области совершенствования бистатической локации — одно из важных направлений в дальнейшем развитии радиолокационной техники. Существенный интерес бистатических радиолокационные станции (БРЛС) вызывают по многим аспектам их практического применения, важнейшим из которых является возможность создания радиолокационных барьеров с заданными показателями качества обнаружения летательных аппаратов (ЛА), выполненных по технологии Stealth [1, 2]. Это объясняется рядом характерных свойств таких РЛС и особенностями их применения. Одним из основных свойств является значительное увеличение бистатической эффективной площади рассеяния (ЭПР) цели при ее расположении в окрестности линии базы — прямой линии, соединяющей фазовые центры приемной и передающей антенн. Традиционные способы обнаружения ЛА типа Stealth, связанные с повышением энергетического потенциала станции, применением фазированных антенных решеток и электронного сканирования, сложных зондирующих сигналов и многоступенчатой обработки, уже не могут сами по себе обеспечить требуемую эффективность обнаружения в сложных условиях.

Геометрические соотношения для БРЛС показаны на рис. 1. Система координат х0у лежит в горизонтальной плоскости. Приемная антенна имеет координаты (0, 0), а передающая — (L, 0). На рис. 1 введены обозначения:

• L — длина линии базы;
• R_T и R_R — дальность от передающей и приемной антенн до цели соответственно;
• β — азимут цели;
• ε — угол места цели;
• V — вектор скорости цели.

Рис. 1. Геометрические соотношения в просветной радиолокационной системе

Зона обнаружения такой системы представляет собой узкий, протяженный вдоль линии базы барьер и определяется как зона, в которой наблюдается резкое увеличение бистатической ЭПР цели. Допустимо [1, 2] ограничивать зону обнаружения минимальным значением бистатического угла β_bmin = 150°.

Значительная часть опубликованных работ посвящена исследованию систем с непрерывным монохроматическим излучением, в которых первичными измерениями являются доплеровская частота F_R и азимут цели β. В [1, 2] определены размеры зоны обнаружения таких систем для различных типов целей, в [3, 4] рассмотрены алгоритмы и оценена точность определения координат. В работе [5] рассмотрены варианты повышения вероятности обнаружения целей в двухпозиционных РЛС за счет использования процедур кооперативного обнаружения целей.

Вероятность правильного обнаружения цели D при фиксированном уровне ложной тревоги F на всем интервале когерентного накопления определяется формулой [6]:

При монохроматическом зондирующем сигнале отношение сигнал/шум q по мощности на выходе когерентного накопителя (узкополосного фильтра-интегратора) равно [7]:

где N_0Σ — спектральная плотность мощности шумов; ΔF_Ф — полоса пропускания фильтра; Δf_c — ширина спектра сигнала; T_H — время когерентного накопления; σ_c² — средняя мощность отраженного сигнала.

Полоса пропускания оптимального узкополосного фильтра при монохроматическом зондирующем сигнале определяется как [7]:

Отношение сигнал/шум для бистатической системы определяется зависимостью:

где P_T — средняя мощность передающего устройства; G_T, G_R — коэффициенты усиления передающей и приемной антенн; η — обобщенные потери; σ(β_b) — бистатическая ЭПР цели; F_T(β,ε), F_R(β,ε) — ДН передающей и приемной антенн; P₀ — мощность шумов приемного устройства; λ — длина волны РЛС.

Бистатическая ЭПР в свою очередь определяется известной формулой как функция бистатического угла β_b [1]:

где n = 7–10 — эмпирический коэффициент, определяемый конфигурацией и сложностью отражающего объекта; σ — моностатическая ЭПР цели.

На рис. 2 приведены графики зависимости вероятности правильного обнаружения от различного времени когерентного накопления при пролете цели перпендикулярно оси Y. Расчеты проводились при вероятности ложной тревоги F = 10^–5 и значении моностатической ЭПР цели 0,1 м².

Рис. 2. Зависимость вероятности обнаружения цели от времени когерентного накопления

В работе [8] показано, что суммарный доплеровский сдвиг частоты при отсутствии маневра цели Ẍ = Ÿ = Ḧ = 0 и полете цели на постоянной высоте Ḣ = 0 определяется формулой:

где Ẋ, Ẏ — проекции вектора скорости цели на оси прямоугольной системы координат.

На рис. 3 приведены графики зависимости изменения доплеровской частоты при скорости полета целей: 1 — 100 м/с; 2 — 1000 м/с, длине волны РЛС 1 м и базе L = 50 000 м.

Рис. 3. Зависимость доплеровской частоты в просветной области

Когерентное накопление является линейной операцией обработки сигналов. Поэтому критерием эффективности когерентного накопления может служить выигрыш в отношении сигнал/шум, обеспечиваемый накопителем.

Как следует из рис. 3, изменение доплеровской частоты в окрестностях линии базы носит линейный характер, что позволяет просто осуществить коррекцию фазы опорного сигнала и реализовать процедуру когерентного накопления.

При когерентном накоплении сигнала выполняются следующие операции:

• коррекция доплеровского набега фазы сигнала за время когерентного накопления;
• синфазное (когерентное) сложение сигналов на всем интервале наблюдения.

Корреляционный способ когерентного накопления сигнала предполагает перемножение опорного сигнала и входного сигнала, состоящего из полезного сигнала и шумов, а также последующее временное интегрирование результата перемножения.

Сигналы от подвижных целей вследствие эффекта Доплера имеют смещение несущей частоты f₀ на величину F_R∑ = Ṙ_∑/λ. Обычно принимают, что на некотором временном интервале наблюдения цель движется с постоянной радиальной скоростью. В этом случае можно считать, что закон изменения фазы определяется линейной зависимостью: φ_Ci = φ₀+2πF_RΣT_H, где T_H — время накопления. Если бы радиальная скорость была заранее известна, то для когерентного накопления сигналов, отраженных от такой цели, достаточно было бы сдвинуть частоту опорных колебаний в приемнике на частоту Доплера. Однако, как правило, скорость объекта неизвестна.

Отраженный от цели сигнал U_C и опорный сигнал U_OП поступают на входы первого и второго приемников соответственно. Запишем опорный сигнал в виде:

а отраженный сигнал представим как:

причем ω_C = 2π(f₀+F_R).

Эти сигналы с выхода первого (1) и второго (2) приемников (рис. 4) поступают на цепь коррекции фазы (3), которая с периодом Т устанавливает фазу опорного сигнала в квадратуру с фазой полезного сигнала, то есть независимо от текущей частоты ω_C и фазы φ_C(t) в момент времени τ = 0 сигналы U_C(t) и U_OП(t) можно записать в виде: U_C(t) = A_C cos(ω_C t) и U_OП(t) = A₀ sinω_OПt.

Рис. 4. Структурная схема РЛС с повышенным временем когерентного накопления

В общем случае ω_C ≠ ω_OП и φ_C(τ = 0) ≠ 0, но за счет принудительного сдвига фазы опорного сигнала в момент коррекции фазы напряжения U_C(t) и U_OП(t) оказываются в квадратуре, что необходимо для работы измерителя Δφ(τ). Найдем напряжение U_П(t) на выходе измерителя (4), полагая, что измеритель является перемножителем, не реагирующим на амплитуды сигналов. Тогда

где K₁ — коэффициент передачи измерителя разности фаз (4); Δφ(τ) — разность полных фаз сигналов между каналами 1 и 2 начиная с момента коррекции фазы τ = 0. Таким образом, разность фаз на входах измерителя (4) можно представить в виде:

где τ — текущее время, исчисляемое с момента дискретной коррекции фазы, осуществляемое с периодом Т, то есть время t = nT+τ, где n = 1, 2, …, ∞.

В состав корректора фазы (3) входит управляемая линия задержки с временем задержки в исходном состоянии (при нулевом значении управляющего сигнала) равном Δt₃. Время задержки может меняться по линейному закону Δt₃ = K₂U_П+Δt_H, где K₂ — крутизна регулировочной характеристики управляемой линии задержки, Δt_H — начальное время задержки.

Если менять время задержки Δt₃ в соответствии с напряжением на выходе измерителя разности фаз (4), то полную разность фаз сигналов между каналами после цепи коррекции можно представить как:

причем начальная фаза, запомненная в момент времени t = n_T, остается постоянной на всем интервале Т, то есть 2πf_ОПΔt_H = const.

Найдем мгновенную частоту опорного сигнала на выходе цепи коррекции фазы (3), учитывая, что Δω(t) = ∂Δφ(t)/∂t. Поскольку текущее значение τ = t–t₀, где t₀ — момент коррекции фазы, то ∂φ(t)/∂t = ∂Δφ(τ)/∂τ. Следовательно, Δω(t) = ∂φ(t)/∂τ = = 2πf_ОПK₁K₂F_R = K₃F_R, Δω(t) — отклонение частоты в данный момент времени от средней частоты fОП, то есть частота опорного колебания будет совпадать с частотой полезного сигнала.

Равенство же фаз этих сигналов на входах фазового детектора (6) обеспечивается цепью коррекции фазы в момент τ = 0. Таким образом, цепь коррекции фазы (3) совместно с измерителем разности фаз (4) и фильтром нижних частот (5) обеспечивают равенство частот и фаз сигналов в обоих каналах.

Рассмотрим влияние неидеальности совпадения частот в каналах. Пусть разность частот равна ΔF, тогда сигналы на выходе ФД (7) запишем в виде:

Найдем среднее напряжение за период Т на выходе фазового детектора:

Таким образом, если выбрать период коррекции фазы Т ≤ 0,2/ΔF, то уменьшение постоянной составляющей на выходе интегратора (8), обусловленное наличием расстройки, будет меньше 10%.

Зная максимально возможный диапазон скоростей полета цели, а следовательно, и доплеровский сдвиг частоты, можно выбрать величину периода коррекции фазы.

Рассмотрим принцип работы цепи коррекции фазы, приведенной на рис. 5, где обозначено: 1, 2 — избирательные усилители; 3, 4 — фиксаторы нуля; 5 — измеритель разности фаз Δφ; 6 — инвертор; 7 — управляемая линия задержки; 8 — генератор Т; 9 — ключевой каскад; 10 — регистр; 11 — измеритель разности фаз Δφ; 12 — сумматор; 13 — фильтр нижних частот; 14 — фазовращатель 0,5π; 15 — фазовый детектор; 16 — интегратор.

Рис. 5. Структурная схема приемного тракта бистатической РЛС, реализующей режим когерентного накопления

Цепь коррекции фазы должна в момент времени t₀ установить опорный сигнал U_ОП в квадратуру с отраженным от цели сигналом (с этого момента начинается отсчет времени τ), то есть при t₀τ = 0.

Начиная с этого момента осуществляется управление фазой опорного сигнала таким образом, чтобы значение разности фаз удовлетворяло условию Δφ(t) = 0. Схема цепи коррекции фазы на рис. 5 выделена пунктиром.

Фиксаторы нулей (3) и (4) вырабатывают короткий импульс в момент перехода напряжения нулевого уровня в положительном направлении. Эти импульсы подаются на измеритель Δφ (5), представляющий собой счетчик, на вход которого поступают счетные импульсы. Фиксатор (3) формирует команду разрешения начала счета импульсов, а фиксатор (4) останавливает процесс счета. Таким образом, за каждый период колебаний f_C производится измерение Δφ(t).

Если использовать в качестве регулируемого фазовращателя управляемую линию задержки, которая не может устанавливать отрицательные значения Δφ(t), то целесообразно выбрать среднее значение задержки t₃ такое, чтобы при нулевом управляющем сигнале, Δφ₀ = 3/2π, тогда уменьшение времени задержки относительно t₃ будет эквивалентно отрицательному сдвигу фазы Δφ(t). В инвертирующем устройстве (6) осуществляется изменение знака Δφ(t) на противоположный [9]. В моменты времени t = n_T, где n = 1, 2, 3, …, ∞, ключ (9) замыкается и величина Δφ запоминается в регистре (10) на время Т. Текущее значение разности фаз Δφ(t) через сумматор (12) поступает на управляемую линию задержки (7), в которой исходное время задержки составляет 3/2π. Следовательно, общее время задержки будет соответствовать фазовому углу 3/2π–Δφ.

Рассмотрим следующие варианты работы устройства:

1. f_ОП = f_C и Δφ = const = Δφ₀. Тогда в момент коррекции фазы t₀ на измерителе разности фаз (5) появится значение Δφ₀, на управляемой линии задержки (7) будет значение 3/2π–Δφ₀ и на входах измерителя разности фаз (11) сигналы будут в квадратуре. Таким образом, на фазовый детектор (15) сигналы будут приходить в фазе.
2. f_C = f_ОП+F_R, то есть Δφ = Δφ(t). Тогда в момент коррекции фазы t0 на измерителе разности фаз (5) появится значение Δφ₀, на управляемой линии задержки (7) будет значение 3/2π–Δφ0 и на входах измерителя разности фаз (11) сигналы будут в квадратуре. После этого при τ > 0, из-за наличия расстройки частот F_R, фазы сигналов начнут сдвигаться друг относительно друга, и измеритель разности фаз (11) начнет формировать сигнал, пропорциональный нарастающей разности фаз. Этот сигнал через фильтр нижних частот (13) поступает на сумматор (12), где суммируется с фазовым сдвигом Δφ₀ и управляет величиной задержки в управляемой линии задержки (7) в сторону уменьшения Δφ(t).

Изменение фазы во времени эквивалентно сдвигу частоты F_R. Таким образом, расстройка по частоте между первым и вторым каналом уменьшается (в идеале до нуля), то есть на синхронный детектор (15) сигналы будут приходить почти в фазе, и интегратор (16) будет осуществлять квазикогерентное накопление за ряд периодов Т коррекции фазы в течение всего времени, пока производится обработка эхосигнала.

В статье показан вариант реализации процедуры увеличения времени когерентного накопления за счет периодической коррекции фазы опорного сигнала, что приводит к увеличению отношения сигнал/шум, а следовательно, и к вероятности правильного обнаружения. Следует отметить, что прирост вероятности правильного обнаружения составляет 10–15% и проявляется на границах бистатического барьера, где влияние увеличения ЭПР цели за счет «просветного» эффекта сказывается слабо.