Создание высокоэффективных СВЧ усилителей Ka и Х диапазонов

Выбор процесса изготовления СВЧ–ИМС, используемой в ячейке усилителя

В дополнение к высокой эффективности работы СВЧ–ИМС, используемая в ячейке усилителя, должна обеспечивать приемлемую стоимость в пересчете на 1 Вт выходной мощности. СВЧ–ИМС, рассматриваемые в данной статье, полностью удовлетворяют этому требованию. При их изготовлении использовалась стандартная коммерчески доступная pHEMT (pseudomorphic HEMT — псевдоморфный ВПЭ–транзистор, ПВПЭ) — технология на основе арсенида галлия (GaAs), позволяющая получать подложки диаметром 15 см и толщиной 100 мкм. Использование данной технологии предпочтительнее, нежели использование более тонких подложек [3], поскольку она дешевле, обеспечивает большую прочность подложки, больший процент выхода годных кристаллов. И что немаловажно — кристаллы, полученные по этой технологии, более просты в обращении с технологической точки зрения. Для достижения наибольшей эффективности в Ка–диапазоне активный элемент СВЧ–ИМС использует стандартную длину затвора 0,15 мкм и изготовлен по pHEMT–технологии. Приемлемый размер кристалла, обеспечивающего работу в заданном диапазоне частот, достигается традиционными методами за счет применения особой топологии согласующих цепей на основе сосредоточенных элементов, разработанной при интенсивном использовании специализированного ПО для электромагнитного моделирования.

Оптимизация топологии СВЧ–ИМС для увеличения эффективности ее работы

Точный расчет и качественное изготовление топологии усилителя в значительной степени влияют на стабильность его работы, срок службы и отдаваемую им мощность. Такие параметры топологии, как длина затвора, расстояние между затворами, количество элементарных затворов, расположенных между цепями истока, определяют ВЧ–мощность, отдаваемую транзистором, стабильность его параметров, температуру канала транзистора (и следовательно — надежность и срок службы), а также размеры и как следствие — стоимость конечного продукта. Измерения параметров тестовой pHEMT–структуры при различных значениях выходного импеданса (load pull) и разной топологии входных/выходных согласующих цепей позволили оценить влияние различной топологии на отдаваемую активным элементом мощность, которая варьировалась в диапазоне от 600 до 800 мВт/мм при номинальном значении тока затвора. Подобные измерения имеют очень большое значение при проектировании любого усилителя. Применяя данную методику в нашем случае, мы можем также изучить влияние топологии ячейки на эффективность ее работы в зависимости от частоты.

На рис. 1 представлена зависимость эффективности работы усилителя от частоты при различных значениях ширины затвора транзистора. Полученный результат имеет большое значение, поскольку показывает влияние топологии входных цепей активного элемента на частотный диапазон, в котором эффективность усилителя максимальна. Эти данные также позволяют определить оптимальные параметры цепей нагрузки усилителя. Следует отметить, что при сравнении различных вариантов топологии необходимо тщательно учитывать погрешности измерений, вносимые как измерительным оборудованием (недостаточно точная калибровка), так и самой методикой измерений (например, могут не приниматься в расчет эталонные элементы топологии).

В нашем случае после проведения подобных измерений (напряжение питания — 6 В, размер ячейки — 600 мкм) были получены следующие результаты:

• максимальная эффективность ∼ 57% на частоте 36 ГГц;
• оптимальный импеданс нагрузки от 12 до 40 Ом;
• выходная мощность Pout ∼ +26 дБм.

Конструкция выходного каскада усилителя всегда представляет собой компромисс между требованиями к его выходной мощности, термостабильностью, физическими размерами, а также требованиями к выходному сопротивлению. Поэтому при разработке и оптимизации выходных каскадов усиления и суммирующих цепей активно используется ИК–сканирование, а также исследование поведения цепей при различных значениях выходного импеданса. Использование усилительных ячеек малой мощности позволяет понизить пиковые значения ВЧ–токов, увеличивая импеданс на входе СВЧ–ИМС. Большее значение импеданса не только более легко реализуемо схемотехнически, но и позволяет улучшить повторяемость и уменьшить разброс параметров отдельных согласующих цепей при их производстве. Большее значение импеданса также уменьшает потери в согласующих цепях за счет снижения коэффициента трансформации для достижения необходимого значения в 50 Ом.

Резонансное согласование является одним из наиболее часто применяемых подходов для согласования импеданса при разработке СВЧ–ИМС и во многих случаях реализуется на основе цепочки фильтров. Не так важно, будет ли это ФНЧ или ФВЧ, важно, какие потери вносятся элементами цепи согласования, поскольку именно эти потери влияют на эффективность работы усилителя в целом. Потери, вносимые цепями согласования, зависят от добротности (Q) каждого из элементов данных цепей, а также от коэффициента трансформации импеданса. Трансформация импеданса тесно связана с желаемой выходной мощностью, напряжением питания, и что наиболее важно — с тем, как импеданс нагрузки изменяется в зависимости от частоты.

Учитывая важность данного фактора, можно выработать методику достижения оптимального согласования в ячейке, основывающуюся на достижении максимальной эффективности согласующих цепей, принимая во внимание то, что требуемая выходная мощность и рабочий диапазон частот окажут влияние на конечный результат.

На рис. 2 показан процесс достижения максимальной эффективности выходных согласующих цепей при требуемом значении импеданса за счет использования многокаскадной резонансной трансформирующей цепи (в нашем случае — 3–каскадной). На практике более высокие потери в согласующих цепях связаны с большим коэффициентом трансформации импеданса, что приводит к значительному снижению КПД усилителя.

Иными словами, достижение оптимальных параметров цепей СВЧ–ИМС является результатом интеграции оптимальной конструкции транзистора в усилительную ячейку с учетом необходимых значений входного/выходного импеданса и необходимого количества каскадов трансформации импеданса (для объединения отдельных усилительных ячеек и суммирования их мощностей) при требуемом напряжении питания.

Ниже приведены некоторые ключевые рекомендации при проектировании СВЧ–ИМС:

• использование щелевидных межслойных отверстий на каждом выводе истока для уменьшения индуктивности и улучшения термостабильности;
• использование эффективных развязывающих и шунтирующих цепей в обвязке каждой усилительной ячейки;
• компактная топология согласующих цепей;
• полости в подложке под МДМ(MIM)–конденсаторы;
• применение спиральных микрополосковых линий;
• применение МДМ–конденсаторов высокой точности.

При разработке входных и промежуточных каскадов, данные, полученные при различных значениях выходного импеданса (load–pull data), дополняются данными на основе новой нелинейной модели устройства [4] и методики [5], что позволяет достичь оптимального соответствия между согласованием мощности для каждого каскада усиления и импедансом на входе последующего каскада. Вышеуказанная нелинейная модель, а также тщательное электромагнитное моделирование (EM simulation) позволили добиться баланса фазы и амплитуды сигнала между внутренними и внешними каскадами усиления. Конструкции сигнальных и питающих цепей разрабатываются с учетом их защиты от статического электричества.

Способы повышения эффективности работы усилителя Ка–диапазона на основе СВЧ–ИМС

В рамках статьи невозможно рассмотреть все способы по увеличению эффективности работы усилителя, однако следует обратить внимание на некоторые из них. На низких частотах значительное увеличение эффективности может быть достигнуто за счет подавления побочных гармоник, что наиболее заметно при использовании усилителей класса F. Усилитель класса F теоретически может достичь 100% КПД (drain efficiency) при соответствующем образом сформированных импульсах напряжения и тока на внутреннем стоке (intrinsic drain) [1]. Рабочая точка транзистора подбирается таким образом, что он работает в диапазоне режима отсечки и насыщения (минуя активную фазу), при этом форма напряжения на транзисторе приближается к меандру, тогда как форма тока приближается к синусоидальной. Импульсы тока и напряжения не накладываются друг на друга, что позволяет минимизировать тепловыделение. Сигнал в виде меандра содержит только четные гармонические составляющие. В идеале эти составляющие подавляются разомкнутым контуром (open circuit) на внутреннем стоке транзистора. Нечетные гармонические составляющие синусоидального сигнала также необходимо подавить за счет введения соответствующих шунтирующих цепей.

На практике нецелесообразно подавлять бесконечное число гармоник: если правильно подавить все гармоники вплоть до 4–й (включая последнюю), эффективность идеального усилителя может достигнуть 86%.

Вне зависимости от рабочей частоты важно подавить вторую гармонику и устранить ее присутствие в виде составляющей по напряжению. Это не только позволяет увеличить эффективность работы усилителя, повысить его выходную мощность и улучшить его линейность, но и, как было отмечено в [1], дает возможность более эффективно использовать энергию источника питания в случае, если подавление гармонической составляющей происходит в нужной фазе.

Тем не менее, нельзя не отметить, что эффективность усилителя во многом ограничивается емкостью между стоком и истоком транзистора Cds, а также сопротивлением канала во включенном состоянии Ron. Во многих случаях сложно использовать Cds в составе согласующей цепи на выходе транзистора. Также наличие Cds часто не позволяет обеспечить на выходе хорошее подавление гармоник более высокого порядка. В связи с этим желательно выбирать активный элемент с максимальной рабочей частотой Fmax, большей, чем диапазон рабочих частот усилителя, поскольку подобный активный элемент хорошо генерирует гармоники более высокого порядка, необходимые для достижения требуемой формы импульса на выходе усилителя. В этом аспекте транзисторы, выполненные по 0,15–мкм pHEMT(ПВПЭ)–технологии, идеально подходят для усилителей класса F.

Следует принять во внимание тот факт, что указанные ограничения применимы в основном к усилителям с небольшой выходной мощностью и при дальнейшем увеличении числа усилительных ячеек перестают быть действенными. Однако они успешно применяются в усилителях, где выходная мощность сопоставима с мощностью на выходе усилительной ячейки, конструкция которой подверглась оптимизации в соответствии с методами, приведенными выше. Авторы использовали данные методики при создании усилителей Ка–диапазона с выходной мощностью до 2 Вт, как будет показано далее.

При анализе уравнений эффективности для усилителя класса F четко видно, что эффективность усилителя возрастает при увеличении импеданса нагрузки, однако при этом снижается выходная мощность. Следовательно, напряжение питания Vd должно быть задано таким образом, чтобы его пиковое значение было как можно ближе к напряжению пробоя (breakdown voltage) активного элемента. В этом случае достигается максимально возможная выходная мощность для заданного значения импеданса нагрузки и эффективности работы усилителя.

На рис. 3 приведена типовая схема выходной согласующей цепи усилителя, работающего в классе F. Четвертьволновая шунтирующая линия, идущая от источника питания к стоку транзистора, обеспечивает низкое значение импеданса для четных гармонических составляющих. Элементы Z2, Θ2 и Z3 подобраны таким образом, чтобы компенсировать воздействие Cds на согласующую цепь, и одновременно представляют действительную составляющую импеданса нагрузки на основной гармонике и обладают очень высоким значением импеданса на третьей гармонике. Подобная согласующая цепь обеспечивает подавление второй, третьей и четвертой гармоник, а также некоторых четных гармоник более высокого порядка.

В целом выбор высокого значения сопротивления внутреннего стока позволяет достичь наилучшего соотношения между эффективностью усилителя и его выходной мощностью.

Например, сопротивлению стока 70 Ом соответствует на третьей гармонике импеданс порядка 400 Ом. На второй гармонике значение импеданса будет около 0,5 Ом, а на четвертой — около 0,7 Ом.

Достоинствами данной согласующей цепи являются ее способность обеспечивать согласование в широком диапазоне значений импеданса нагрузки, при этом обеспечивается высокое значение импеданса на третьей гармонике, а также возможность изготовления данной цепи в габаритах СВЧ–ИМС.

Образцы существующих высокоэффективных СВЧ–ИМС Ка–диапазона

Образцы СВЧ–ИМС усилителей для приложений, работающих в диапазоне 35 ГГц и имеющих два и три каскада усиления, приведены соответственно на рис. 4, 5.

На частоте 35 ГГц 2–каскадный однокристальный усилитель с выходной мощностью 26 дБм и усилением 13 дБ показал эффективность порядка 38% при напряжении питания 5,5 и 6 В и полосе пропускания 6%. При полосе пропускания 10% усиление упало на 1,5 дБ, а эффективность составила порядка 33 и 34% при напряжении питания 5,5 и 6 В соответственно. Трехкаскадный однокристальный усилитель показал схожие результаты за исключением эффективности работы, которая упала на 10% при добавлении третьего каскада. Все измерения проводились при комнатной температуре.

На частоте 30 ГГц трехкаскадный однокристальный усилитель (рис. 6) с усилением 22 дБ при полосе пропускания 5% показал эффективность 35,8% при напряжении питания 6 В и 32,7% — при напряжении 5,5 В. Все измерения, как и в предыдущем случае, проводились при комнатной температуре. Результаты приведены на рис. 7.

Усилитель с выходной мощностью 4 Вт и КПД порядка 31% показан на рис. 8. Как легко заметить, на одном кристалле были объединены два 2–ваттных усилителя.

На рис. 9 показан трехкаскадный однокристальный усилитель диапазона 35 ГГц с усилением 22 дБ, выходной мощностью 3,6 Вт и КПД порядка 26% при напряжении питания 6 В и полосе пропускания 8%.

Выводы

Передовые технологии разработки СВЧ–ИМС, используемые компанией Mimix Broadband, включающие исследование цепей при различных значениях импеданса нагрузки, а также ИК–сканирование, позволяют с высокой точностью характеризовать параметры и поведение активных элементов. Полученные таким образом данные служат хорошей проверкой достоверности компьютерных моделей, а также точности ЭМ–моделирования. Измерение S–параметров пассивных цепей кристалла при помощи специального оборудования также позволяет проверить достоверность компьютерных моделей и точность моделирования данных цепей. Использование приведенных методик в значительной мере облегчает понимание поведения усилителя и, как следствие, приводит к сокращению цикла разработки новых моделей усилителей, а также к увеличению эффективности их работы.

Следует отметить, что указанные методики успешно применяются в течение более пяти лет при создании и массовом производстве СВЧ–ИМС для Х–диапазона, выполненных по pHEMT–технологии. В качестве примера можно привести усилители мощности XP1006 и XP1014, показанные на рис. 10, 11. Параметры некоторых высокоэффективных СВЧ–ИМС–усилителей Mimix Broadband приведены в таблице 2.

Важным фактором применения подобных усилителей является их доступность для конечного потребителя, а также, что немаловажно, их полная поддержка в России.

Благодарности

Авторы выражают свою признательность Кевину Сену (Kevin Cen), М. Г. Маккаллок (M. G. McCulloch), Р. Г. Моулду (R. G. Mould) и С. Хуонг (S. Hwang) за помощь в проведении измерений и сборку тестовых схем; А. Е. Паркеру (A. E. Parker) из Macquarie University и П. В. Вуну (P. V. Vun) за помощь в нелинейном моделировании, проведенном при поддержке Австралийского Исследовательского Совета (Australian Research Council). Авторы благодарят Дэвида Ричардсона (David Richardson), Винсента Пелличчиа (Vincent Pelliccia), а также Джефа Ковица (Jeff Kovitz) за помощь, оказанную ими при написании данной статьи.

Литература

1. Cripps S. C. RF Power Amplifiers for Wireless Applications. 2nd ed. Norwood, MA: Artech House.
2. Mahon S., Dadello A., Harvey J., Bessemoulin A. A family of 1, 2 and 4–watt power amplifier MMICs for cost effective VSAT ground terminals. 2005 IEEE CSIC Symposium, November 2005.
3. Chertouk M., Tu D. W., Meng P., Yuan C. G., Chang W. D., Kuo C. Y., Chang C. C., Chang A., Chen H. H., Chen C. H., Chao P. C. Manufacturable 0.15μm PHEMT process for high volume and low cost on 6. GaAs substrates: The first 0.15μm PHEMT 6. GaAs foundry fab. 2002 GaAs MANTECH Conference.
4. Brinkhoff J., Parker A. E., Mahon S. J., McCulloch G. Symmetric HEMT drain current model for intermodulation distortion prediction. Proc. Workshop on the Applications of Radio Science 2006, ISBN: 0–9580476–0–X, Leura, NSW, Australia, February 2006.
5. Parker A. E., Mahon S. J. Robust extraction of access elements for broadband small–signal FET models. 2007 IEEE Int. Microwave Symp. Dig., June 2007.
6. www.mimixbroadband.com
7. www.mimixasia.com