Проектирование современных печатных плат.
Часть 7. Трассировка сигнальных линий. Дифференциальные пары

В предыдущей статье [1] было показано, что перекрестная связь между независимыми сигнальными линиями является источником нежелательных помех. Однако в случае дифференциальной схемы передачи сильная перекрестная связь, напротив, делает сигнал более устойчивым к помехам. При такой схеме используются две линии (дифференциальная пара), источники сигнала которых находятся в противофазе, а приемник реагирует на разницу напряжений на линиях V_DIFF = V₊–V_– (рис. 1).

Рис. 1. Дифференциальная схема передачи сигнала по двум микрополосковым линиям

Синфазный сигнал (англ. common signal) определяется как V_COMM = 1/2х(V₊+V_–) и может быть ненулевым, например, как в распространенном стандарте LVDS. Дифференциальная пара характеризуется двумя сопротивлениями:

Z_DIFF = V_DIFF/I, Z_COMM = V_COMM/I_COMM.

Вводная теория дифференциальной передачи сигналов описывается во многих источниках, например в [2]. С точки зрения проектирования печатных плат важно остановиться на преимуществах дифференциальной схемы относительно асимметричной (англ. single-ended) и на требованиях к топологии дифференциальных пар, эти преимущества обеспечивающих.

Прежде всего, идеальная дифференциальная пара симметрична, то есть на протяжении всей длины ее сечение должно быть неизменным и обладать осью симметрии (рис. 2). Это, так же как и в случае с асимметричной линией передачи, обеспечивает постоянство волнового сопротивления дифференциальной пары¹, что значительно снижает отражения в линии и искажения сигнала.

Рис. 2. Примеры сечений дифференциальных пар

Каждой линии дифференциальной пары соответствует свое распределение возвратного тока в опорном слое. Если взаимная связь между линиями пары значительно меньше, чем их связь с опорным слоем, то распределения возвратных токов не пересекаются (рис. 3а). Такая дифференциальная пара называется дифференциальной парой со слабой взаимной связью (англ. loosly coupled differential line, weak coupling). Поскольку распределение высокочастотных составляющих сигнала сконцентрировано в опорном слое в области ±3хh, практическим критерием для слабой связи является условие, что расстояние между краями печатных дорожек s > 6хh или s > 3хw. Так как дифференциальный импеданс пары со слабой связью практически не зависит от расстояния между дорожками Z_DIFF ≈ 2хZ₀, это расстояние может меняться вдоль длины линии — например, при наличии препятствия на пути дифференциальной пары. Это упрощает требования к топологии дифференциальной пары, однако такие линии лишены основных преимуществ дифференциальной передачи данных.

Рис. 3. Моделирование (Ansoft SI2D) распределения возвратного тока микрополосковой дифференциальной пары в зависимости от ее геометрии [2]

Уменьшение расстояния между линиями до s ≤ 2хh приводит к значительному увеличению взаимной связи и перекрытию распределений возвратных токов в опорном слое (рис. 3б). Такая дифференциальная пара называется дифференциальной парой с сильной взаимной связью (англ. tightly coupled differential line). Дифференциальный импеданс становится в большей степени зависимым от расстояния между дорожками. Его значение снижается, поэтому для сохранения прежнего значения требуются более узкие дорожки, что несколько повышает омические потери. Однако именно данная топология дифференциальной пары обеспечивает следующие преимущества относительно асимметричной линии:

1. Бóльшая устойчивость дифференциального сигнала к наведенным помехам, в том числе к перекрестным помехам и помехам в опорном слое. Близкое расположение и симметрия линий приводит к тому, что наведенные помехи на каждую из линий практически равны V⁺_NOISE≈ V^–_NOISE, поэтому дифференциальная помеха мала V^DIFF_NOISE = V⁺_NOISE–V^–_NOISE ≈ 0. Эта помеха тем меньше, чем дальше от дифференциальной пары находится ее источник.
2. Меньший уровень ЭМИ и создаваемых перекрестных помех. Так как сигналы V₊ и V_– находятся в противофазе, то излучаемые ими электромагнитные поля примерно равны по величине и имеют противоположное друг другу направление. Это приводит к тому, что суперпозиция полей в дальнем поле стремится к нулю. Тот же эффект значительно снижает создаваемые дифференциальной парой перекрестные помехи в ближнем поле.
3. Меньшее влияние разрывов в опорном слое. Возвратные токи I₊ и I_– также находятся в противофазе, при этом в силу геометрической симметрии их распределения в опорном слое симметричны. В связи с этим суммарный ток в опорном слое I_REF= I₊+I_– уменьшается, а в области перекрытия становится равным нулю. В случае полного перекрытия, когда дифференциальная пара находится на удалении от опорного слоя h > 2х(s+w) и взаимная связь линий значительно превышает их связь с опорным слоем, ток в опорном слое отсутствует (рис. 3в). Данная ситуация может возникать, в частности, когда дифференциальная пара пересекает широкий разрыв в опорном слое. Несмотря на то, что импеданс в месте пересечения претерпевает локальное изменение, искажения дифференциального сигнала малы по сравнению с искажениями асимметричного сигнала в подобном случае [2].

Указанные преимущества стоит назвать потенциальными преимуществами, потому что в полной мере они реализуются только при одновременном выполнении двух условий:

1. Строгая противофазность сигналов на всем протяжении линии.
2. Отсутствие помех синфазного сигнала.

Если не учитывать неидеальность источника сигнала², то выполнение первого требования обеспечивается соблюдением рекомендации 1 и согласованием как дифференциального, так и синфазного сигнала на стороне нагрузки. Однако на практике из-за ограничений, накладываемых расположением и геометрией контактных площадок компонентов и переходных отверстий, необходимостью поворотов, строгое постоянство сечения дифференциальной пары труднореализуемо, что выражается и в разности длин линий пары. Разность длин пары приводит к разбегу фазы, искажая дифференциальный сигнал и создавая помехи синфазного сигнала³ (рис. 4).

Рис. 4. SPICE-моделирование сигнала на дальнем конце дифференциальной пары с разностью электрических длин линий в 0,1; 0,5 и 1 нс (фронт сигнала tR = 1 нс)

Распространенной практикой выравнивания длин линий (англ. length matching, tuning) является увеличение длины более короткой линии за счет дополнительных изгибов, которые могут образовывать регулярную структуру (рис. 5). Очевидно, что при этом неизбежно изменяется расстояние между линиями пары. Это в свою очередь приводит к локальному изменению импеданса пары и возникновению отражений. Д. Брукс в статье [4] высказывает мнение, что задача выравнивания длин линий пары имеет бóльшую важность с точки зрения целостности сигналов и ЭМС. А выбор геометрии изгибов не имеет критического значения, с той лишь оговоркой, что длинные и узкие изгибы не рекомендуются, так как могут приводить к искажениям за счет сильной взаимной связи участков. Однако этот тезис не является универсальным правилом. Дело в том, что существует и более продвинутая методика выравнивания длин линий, которая заключается в одновременном сохранении импеданса пары в местах изгибов (за счет изменений ширины линий, применения локальных вырезов в опорном слое и т. п.). Но построение такой геометрии выравнивания становится достаточно сложной задачей, требующей применения специализированных САПР, и оправдано только для гигагерцевых сигнальных линий. Другой вариант — локальное увеличение расстояния между линиями пары и выравнивание за счет изгибов на одной из линий. Иными словами, осуществление локального перехода к дифференциальной паре со слабой связью, для которой импеданс не так сильно зависит от расстояния между линиями (что наблюдается в местах изгибов). Примеры и более подробную информацию по этим методикам можно найти в материалах, представленных на сайте Simberian, Inc.

Рис. 5. Пример выравнивания длин линий внутри дифференциальных пар и между отдельными дифференциальными парами

Критерий достаточной степени равенства длин линий приводится в [2]: «Длины линий дифференциальной пары должны быть выровнены между собой с точностью ∆L < 0,1×t_R×υ. Участок выравнивания рекомендуется располагать в той части дифференциальной пары, где симметрия уже нарушена (например, расположением выводов микросхемы)». По аналогии с асимметричными линиями влияние локальной неоднородности дифференциального импеданса тем меньше, чем меньше электрическая длина участка выравнивания по сравнению с длительностью фронта сигнала.

Задача осложняется тем, что выравнивание прекрасно работает только для полосковой линии, для которой скорости распространения синфазного и дифференциального сигналов равны. Для микрополосковой линии даже идеальное выравнивание длин линий пары не обеспечивает отсутствия искажений, а только является методом их снижения. Но так как полосковая линия требует перехода на внутренние слои с применением переходных отверстий, самих по себе являющихся неоднородностью, то нельзя однозначно сказать, что у микрополосковой линии нет преимуществ. Безусловно, значимость этих эффектов растет с повышением верхней границы частотной полосы сигнала. И если на частотах ниже 1 ГГц выравнивание обеспечивает низкий уровень искажений, то в области нескольких гигагерц и выше не существует универсальных рекомендаций и задача трассировки решается с помощью моделирования для каждого конкретного случая.

Помехи синфазного сигнала могут как возникать в самой дифференциальной паре из-за любой ее несимметричности, так и наводиться с других сигнальных линий. Исключить искажения невозможно, однако с помощью согласования линии, которое препятствует возникновению повторных отражений и осцилляций, удается свести к минимуму их последствия. Основные методы согласования дифференциальной пары на дальнем конце представлены в таблице.

Примечания.

1. При расчете значений согласующих сопротивлений удобно использовать значения импеданса четного Z_EVEN (англ. even mode) инечетного Z_ODD (англ. odd mode) режимов работы дифференциальной пары. По определению это значения импеданса одной из линий в специальных режимах работы, когда сигнал при распространении в дифференциальной паре не искажается. В случае симметричной дифференциальной пары это равные сигналы V₊ = V_– для четного режима и противофазные сигналы V₊ = –V_– для нечетного режима. При этом они связаны со значениями характеристических импедансов дифферен-циальной пары следующими соотношениями: Z_DIFF = 2×Z_ODD, Z_COMM = 1/2×Z_EVEN.
2. Для дифференциальной пары со слабой взаимной связью Z_ODD≈ Z_EVEN ≈ Z₀ и T‑образные схемы согласования вырождаются в параллельную схему согласования каждой из линий.

Схема без согласования синфазного сигнала проста и поэтому используется достаточно часто, однако при наличии синфазных помех в линии простота оборачивается потенциальными проблемами. В отличие от дифференциального сигнала синфазный сигнал является хорошим источником ЭМИ. Особенно синфазные помехи становятся критичными при использовании для передачи сигнала неэкранированной витой пары, поэтому рекомендуется применять экранированные витые пары и синфазные дроссели на выходе.

Дифференциальная схема обладает множеством преимуществ относительно асимметричной и является основной для надежных и высокоскоростных стандартов передачи данных, в том числе для систем с большим количеством узлов. С продолжением тенденции роста тактовых частот разработчикам придется все чаще сталкиваться с трассировкой дифференциальных пар, поэтому данная компетенция становится стратегически важной и должна быть не только основана на общих рекомендациях, но и подкреплена результатами моделирования в специализированных САПР и экспериментальными данными.