Многослойные интегральные схемы сверхвысоких частот на основе керамики с низкой температурой обжига. Часть 2. Средства проектирования и реализации пассивных устройств

Во второй части обзора (первую часть см. в КиТ 5’2005) обсуждаются современные средства проектирования ИС СВЧ и рассматриваются вопросы реализации пассивных СВЧ-устройств в виде многослойных ИС на основе керамики с низкой температурой обжига (КНТО)

1. Средства проектирования многослойных ИС СВЧ на КНТО

Многослойные ИС СВЧ, в которых плоские токонесущие проводники располагаются на разных уровнях между слоями диэлектрика, представляют собой весьма сложные многосвязные структуры. Некоторые из электромагнитных связей между элементами схемы необходимы для функционирования устройства, другие связи, неизбежно возникающие при компоновке многослойной структуры (особенно с высокой степенью интеграции), являются паразитными, и их влияние должно быть минимизировано. Поэтому основная проблема при разработке СВЧ-устройств в виде многослойных ИС заключается в необходимости достаточно строгого математического моделирования, основанного на рассмотрении трехмерных электродинамических структур.

Проектирование СВЧ-устройств выполняется, как правило, в два этапа. Первый этап включает в себя синтез устройства на уровне эквивалентной схемы. На втором этапе после определения предварительной геометрии устройства выполняется моделирование распределения электромагнитного поля в полученной структуре на основе решения системы уравнений Максвелла численными методами. При необходимости геометрия устройства корректируется и вновь подвергается электродинамическому анализу. Процесс повторяется итерационно до получения требуемых характеристик устройства.

Выбор того или иного метода электродинамического моделирования определяется его эффективностью для конкретных геометрических, физических и электрических параметров анализируемой структуры.

Методы электродинамического анализа и, соответственно, программные средства моделирования СВЧ-устройств, реализованные на их основе, подразделяются на трехмерные (3D), трехмерные для существенно планарных структур (2.5D) и двумерные (2D).

3D-методы являются наиболее универсальными и одновременно наиболее сложными по постановке, поскольку не используют ограничений на пространственную конфигурацию исследуемых объектов, характер их взаимодействия и физические параметры материалов. Наиболее популярным и универсальным методом является метод конечных разностей во временной области (Finite Difference in Time Domain — FDTD). К группе 3D-методов также относятся: метод линий (Method of Lines — ML), метод матричного описания линии передачи (Transmission Line Matrix — TLM), метод конечных элементов (Finite Elements Method — FEM) и метод согласования мод (Mode-Matching — MM). В современных пакетах электродинамического моделирования (см. таблицу) используются гибридные комбинации данных трехмерных методов. Такие программные средства целесообразно применять для расчета электромагнитных полей во временной или частотной областях в сложных объемных структурах с различными электрическими, физическими, геометрическими и размерными параметрами отдельных составляющих; для расчета антенн и анализа переходных процессов.

2.5D-методы удобны для моделирования характеристик существенно планарных многослойных структур с произвольным числом и произвольными свойствами диэлектрических слоев, наличием плоских электродов произвольной конфигурации в нескольких поверхностях раздела. Как правило, в такой постановке решаются электродинамические задачи в частотной области, с представлением электромагнитного поля, изменяющегося во времени по гармоническому закону. Классическими являются метод интегральных уравнений для электрического поля (Electric Field Integral Equation — EFIE) и метод интегральных уравнений в смешанных потенциалах (Mixed Potential Integral Equation — MPIE). Их численная реализация выполняется с помощью метода моментов Галеркина (Method of Moments — MoM), представляющего собой наиболее точный и устойчивый алгоритм электромагнитного анализа, который используется в качестве основного метода в большинстве коммерческих программных средств для расчета существенно планарных структур. 2.5D-методы наиболее эффективны для электродинамической верификации синтезированной топологии многослойных ИС СВЧ.

2D-методы применяются для расчета регулярных многослойных планарных структур. В современных средствах проектирования СВЧ-устройств данные методы используются в моделях многопроводных связанных линий передачи на уровне схемотехнического моделирования.

В таблице приведена информация об основных коммерческих программных средствах, которые могут применяться для проектирования многослойных ИС СВЧ на КНТО. Сравнение эффективности различных численных методов для анализа подобных структур приведено в работе [1].

Современные системы автоматизированного проектирования СВЧ-устройств реализуют комплексный подход и позволяют осуществлять сквозной цикл проектирования: от расчета электрической схемы до компоновки устройства, состоящего из многих компонентов, и экспорта готовых чертежей. Помимо собственно модуля электродинамического моделирования такие программные продукты включают в себя средства визуализации и контроля топологии, методы многопараметрической оптимизации, анализа разброса параметров и статистической обработки результатов. Обязательными составляющими также являются библиотеки стандартных компонентов, модули приема внешних данных от измерительной аппаратуры и конверторы топологии.

2. Реализация пассивных СВЧ-устройств в виде многослойных ИС на КНТО

Развитие систем беспроводной связи и телекоммуникаций предполагает постоянное совершенствование их характеристик и увеличение функциональности при одновременном повышении интеграции отдельных составляющих и общем снижении массогабаритных показателей. Приоритетными факторами также являются повышение надежности радиоэлектронных устройств и предельно дешевая технология изготовления, обеспечивающая массовое производство. Возможности технологии многослойных ИС СВЧ на КНТО позволяют удовлетворить все перечисленные требования.

На основе КНТО могут выполняться как отдельные составляющие приемо-передающего тракта телекоммуникационной системы, так и различные их комбинации, вплоть до реализации всего приемопередатчика на единой многослойной подложке, включая интегрированную антенну и устанавливаемые на поверхности навесные активные компоненты.

В этой части рассматриваются конструкции пассивных СВЧ-устройств, реализуемых с использованием КНТО.

2.1. Делители-сумматоры мощности СВЧ

В качестве простейшего элемента, реализующего функции делителя-сумматора мощности СВЧ, выступает Т-образное соединение линий передачи. Одним из недостатков такого элементарного делителя является отсутствие развязки между выходными плечами. Другой существенный недостаток связан с фундаментальным свойством симметричного шестиполюсника, который не может быть одновременно согласован по всем входам, будучи взаимным и недиссипативным. Для устранения этих недостатков в конструкцию устройства достаточно ввести диссипативный элемент.

В согласованном шестиполюсном делителе-сумматоре используется резистор, последовательно включенный между выходными плечами, длина которых составляет 1/4 длины волны в линии (рис. 1) [2]. Такой делитель-сумматор, обычно применяемый для равного деления входной мощности между выходами (3 дБ), известен как мост Уилкинсона (Wilkinson). В случае реализации устройства в одном из внутренних слоев многослойной структуры используется пленочный резистор. При размещении на поверхности ИС резистор может быть навесным.

В особый класс двухканальных делителейсумматоров мощности СВЧ выделяют дифференциальные делители (называемые еще синфазно-противофазными или, в англоязычной литературе, — balun, сокр. от balanced-tounbalanced), которые обеспечивают равное деление мощности и разность фаз 180 градусов между выходными плечами.

Дифференциальный делитель по своей сути является трансформатором между одиночным входом несимметричного устройства (например, антенны) и дифференциальными входами симметричного устройства (балансного смесителя или дифференциального усилителя). Нередко такое симметрирующее устройство выполняет также функцию согласующей цепи, обеспечивая трансформацию сопротивлений между входом и выходами делителя.

Существуют различные конструкции дифференциальных делителей мощности СВЧ, но практически все они используют свойства четвертьволновых отрезков связанных линий передачи. Классической считается конструкция дифференциального делителя, предложенная Марчандом (Marchand), которая изображена на рис. 2а. Многослойная технология ИС на КНТО позволяет реализовывать дифференциальные делители на связанных линиях передачи с лицевой связью (рис. 2б), обеспечивая работу устройства в широкой полосе частот. Размеры дифференциального делителя могут быть значительно уменьшены за счет подключения сосредоточенных емкостных элементов, как показано на рис. 2в [3].

Поскольку дифференциальные делители мощности СВЧ на связанных линиях передачи являются взаимными симметричными шестиполюсниками, не содержащими диссипативных элементов, они могут быть согласованы только со стороны одного входа. Как следствие, они могут использоваться только в приемном или только в передающем канале, что, впрочем, достаточно для большинства приложений, например, для использования в системах мобильной связи, где приемный и передающий каналы разнесены по частоте.

В качестве согласованного двухканального делителя-сумматора также выступает более сложное СВЧ-устройство, называемое направленным ответвителем (НО, в англоязычной литературе — directional coupler). Функции идеального НО реализуются во взаимном, симметричном и недиссипативном восьмиполюснике, согласованном по всем входам. При этом мощность, поступающая в одно из плеч устройства, делится в заданном отношении между двумя другими плечами, а четвертое плечо оказывается развязанным.

Выделяют квадратурные НО, которые обеспечивают разность фаз 90 градусов между выходными плечами, и синфазно-противофазные (дифференциальные) НО, обеспечивающие разность фаз 0 градусов или 180 градусов, в зависимости от того, какое плечо устройства является входным. НО широко применяются для построения разделителей частотных каналов (мультиплексоров и демультиплексоров), проходных дискретных фазовращателей, усилителей мощности, смесителей, схем возбуждения многоэлементных антенн и т. п.

В многослойном исполнении элементарно выполняются НО на связанных линиях передачи. Благодаря возможности использовать лицевую связь между связанными линиями, размещенными друг над другом, можно легко реализовать НО со связью 3 дБ, который обеспечивает деление входной мощности пополам (рис. 3). Заметим, что в однослойном исполнении 3-децибельный НО на связанных линиях практически нереализуем, так как требует очень малого расстояния между линиями из-за того, что боковая связь более слабая.

В многослойных ИС на КНТО могут использоваться шлейфные НО, широко применяемые в обычных однослойных ИС СВЧ. В однослойном исполнении такие НО имеют значительные размеры (особенно в нижней части СВЧ-диапазона), так как содержат четвертьволновые отрезки линий передачи. В многослойных структурах габариты НО могут быть уменьшены благодаря переходу от отрезков линий передачи к эквивалентному представлению в виде схемы на сосредоточенных реактивных элементах.

Простейшая конструкция НО на квазисосредоточенных элементах, являющегося аналогом 3-децибельного шлейфного моста, показана на рис. 4 [4]. Там же приведены экспериментальные характеристики устройства, выполненного на КНТО. Линейные размеры реализованного НО уменьшились по сравнению с НО на четвертьволновых отрезках линий передачи примерно в 1,5 раза, а занимаемая площадь — более чем вдвое.

На рис. 5 представлена еще более миниатюрная реализация 3-децибельного квадратурного НО, который построен по другой эквивалентной схеме и использует двухслойные стековые индуктивности [5]. Устройство, спроектированное на частоту 2,45 ГГц, имеет габариты 5,2E2,4 мм2, что приблизительно соответствует уменьшению занимаемой площади в 15 раз по сравнению с НО на распределенных элементах.

НО, обеспечивающий разность фаз 180 градусов между выходными плечами, может использоваться как дифференциальный делитель-сумматор мощности СВЧ, согласованный по всем входам, то есть способный работать в двустороннем режиме. Согласованные дифференциальные делители-суматоры необходимы для систем связи, в которых прием и передача осуществляются в одной и той же полосе частот (например, Bluetooth или IEEE 802.11).

Согласованный дифференциальный делитель-сумматор может быть организован на основе рассмотренного выше 3-децибельного квадратурного НО путем включения в одно из выходных плеч делителя фазосдвигающей LC цепочки, обеспечивающей дополнительный фазовый сдвиг 90 градусов (рис. 6) [6].

2.2. Фильтры СВЧ

Фильтр СВЧ формирует спектр выходного сигнала, обеспечивая прохождение сигнала в заданной полосе частот и отражая прочие частотные составляющие входного сигнала. Фильтры находят широкое применение в системах связи и телекоммуникаций. На основе КНТО реализуются СВЧ-фильтры как на элементах с распределенными параметрами, так и на квазисосредоточенных элементах, а также фильтры, использующие их комбинацию.

Накопленный многолетний опыт проектирования планарных фильтров на отрезках линий передачи был успешно перенесен разработчиками на фильтры, реализуемые на КНТО. Такие фильтры, как правило, являются аналогами традиционных планарных конструкций, расширенных специфическими возможностями технологии многослойных ИС, например использованием связанных линий передачи с лицевой связью. На КНТО одинаково удобно реализуются фильтры в полосковом, микрополосковом и копланарном исполнениях. Тем не менее на практике наиболее часто используется структура полосковой линии передачи, имеющей заземленные экраны сверху и снизу. Фильтры на распределенных элементах наиболее целесообразно применять в миллиметровом диапазоне длин волн, где размеры устройств получаются достаточно малыми даже при использовании полуволновых резонаторов.

Наибольший интерес представляет реализация на КНТО полосно-пропускающих фильтров (ППФ) СВЧ. Показанный на рис. 7 трехзвенный ППФ с центральной частотой характеристики 41,8 ГГц [7] имеет распространенную «лестничную» структуру из полуволновых резонаторов с боковой связью. Фильтр имеет габариты 6,1×5,3×0,6 мм³. Измеренное значение вносимых потерь в полосе пропускания 8% не превышает 1,7 дБ, а согласование по входу — не хуже –10,2 дБ.

Использование возможностей многослойной технологии позволило предложить новый подход к проектированию полоснопропускающих фильтров на параллельных связанных резонаторах с уменьшенными размерами. В основе лежит оригинальная конструкция резонатора, который разделен на секции, располагающиеся в разных слоях.

Трехзвенный ППФ, использующий такие резонаторы, представлен на рис. 8 [8]. Каждый резонатор состоит из трех связанных отрезков линий передачи, располагающихся друг над другом и закороченных попеременно с одного либо с другого конца (рис. 8а). Межслойные соединения, выполняющие функцию короткозамыкателей в реальном фильтре, на рисунке не показаны. Связь между резонаторами осуществляется на участке каждой секции. Такая многослойная структура эквивалентна фильтру на связанных параллельных резонаторах, но при этом имеет значительно меньшие габариты. Благодаря применению резонаторов рассмотренной конструкции и использованию КНТО с высокой диэлектрической проницаемостью размеры ППФ с центральной частотой 2,45 ГГц составили всего 2,5×2×1 мм³. По результатам экспериментального исследования разработанный фильтр с относительной полосой пропускания 8,5% продемонстрировал вносимые потери менее 3 дБ и согласование по входу лучше чем –13 дБ.

Как известно, увеличение порядка фильтра (числа звеньев) ведет к увеличению крутизны фронтов АЧХ фильтра, то есть к улучшению частотной избирательности, но вместе с тем увеличиваются и потери, вносимые фильтром в полосе пропускания. Обычно на КНТО реализуют фильтры низкого порядка (2–4) для обеспечения малых вносимых потерь, однако при этом могут не в полной мере удовлетворяться все возрастающие системные требования по частотной избирательности. Требуемая крутизна АЧХ фильтра может быть достигнута за счет введения нулей передаточной характеристики на частотах, расположенных вблизи границ полосы пропускания.

Нули передаточной характеристики на конечных частотах могут быть получены путем организации дополнительных, так называемых «перекрестных», связей между не соседними резонаторами фильтра.

Типичным примером такого фильтра, реализованного с использованием многослойной технологии, может служить четырехзвенный ППФ, который выполнен на полосковых резонаторах типа «шпилька», размещенных в двух проводящих слоях (рис. 9а) [5]. В одном слое располагаются резонаторы 1 и 4, а в другом — резонаторы 2, 3 и подводящие линии. Два нуля передаточной характеристики (рис. 9б) получаются благодаря индуктивной связи между резонаторами 1 и 4, а еще два — за счет емкостной связи между входом и выходом. Фильтр, выполненный с использованием пяти слоев КНТО DuPont Green Tape 951 толщиной 205 мкм, имеет размеры 5×5×1 мм³. Результаты электродинамического моделирования фильтра с нулями передаточной характеристики приведены на рис. 9б в сравнении с АЧХ четырехзвенного ППФ без перекрестных связей. Потери в полосе пропускания 15% не превышают 1 дБ, согласование по входу лучше, чем –15 дБ.

Недостатком фильтров на элементах с распределенными параметрами, ограничивающим их применение в нижней части СВЧ-диапазона, являются большие размеры. В ряде случаев эту проблему удается решить, используя КНТО с высокой диэлектрической проницаемостью, тем не менее в частотном диапазоне 1–5 ГГц предпочтительнее реализовывать фильтры на квазисосредоточенных элементах, что заведомо обеспечивает малые габариты устройств.

Трехзвенный ППФ на квазисосредоточенных элементах (рис. 10), разработанный для приемопередатчика систем беспроводной связи Bluetooth и IEEE 802.11b/g (2,4–2,5 ГГц) имеет размеры 8,3×4,6×0,5 мм³ [9]. Фильтр реализован в пяти слоях КНТО DuPont Green Tape 951 толщиной 92 мкм. Соответствие между эквивалентной схемой и послойной топологией ИС фильтра иллюстрируют рис. 10а и 10б. Реализация квазисосредоточенных емкостных и индуктивных элементов на КНТО подробно обсуждалась в первой части настоящего обзора.

Расчетные и экспериментальные характеристики ППФ представлены на рис. 10г. Измеренные потери в полосе пропускания составляют не более 3,5 дБ. Согласование по входу лучше, чем –20 дБ.

Помимо малых размеров, преимуществом СВЧ-фильтров на квазисосредоточенных элементах является отсутствие паразитных полос пропускания на кратных частотах, подавление которых является серьезной проблемой при проектировании фильтров на распределенных резонаторах. АЧХ разработанного фильтра на квазисосредоточенных элементах, измеренная в широком интервале частот (до 12 ГГц), не имеет паразитных резонансов [9].

ППФ, имеющие две полосы пропускания, представляют интерес для систем беспроводной связи и телекоммуникаций, работающих в нескольких частотных диапазонах, таких как 3G-UMTS, WLAN и т. д. На рис. 11 представлен двухполосный ППФ, выполненный в виде многослойной ИС на квазисосредоточенных элементах [10]. Фильтр предназначен для системы беспроводной связи, поддерживающей стандарты IEEE 802.11a (5,2 ГГц) и IEEE 802.11b/g (2,4 ГГц). Устройство состоит из двух параллельно соединенных фильтров, каждый из которых имеет свою полосу пропускания. Двухполосный фильтр, изготовленный на КНТО Ferro A6M, имеет размеры 5,5×5,6×1 мм³.

В последнее время все большую популярность приобретает идея создания фильтров миллиметрового диапазона на объемных резонаторах и рифленых волноводах, выполненных внутри многослойных структур на основе КНТО. Привлекательными сторонами такой реализации являются высокая добротность резонаторов в сочетании с простотой изготовления и низкой себестоимостью, которые присущи всем СВЧ-устройствам на КНТО. Необходимо отметить, что подобные конструкции фильтров пока еще довольно редки.

Объемные резонаторы и волноводы реализуются в многослойных структурах в виде заполненных диэлектриком КНТО полостей, которые ограничены сверху и снизу металлизированными пластинами, выполненными в разных проводящих слоях, а по краям — рядами переходных отверстий, эти проводящие слои соединяющими.

Двухзвенный ППФ на объемных резонаторах (рис. 12) с центральной частотой 42,6 ГГц и относительной полосой пропускания 7% экспериментально продемонстрировал вносимые потери на уровне 0,6 дБ и согласование по входу около 15 дБ [11]. Фильтры бульшего порядка могут использовать объемные резонаторы, располагающиеся друг на другом, как показано на рис. 13 [12].

Аналогичным же образом в КНТО могут выполняться фильтры на рифленых волноводах. При этом для расчета может применяться стандартная теория волноводных фильтров. Соответствие между конструкциями фильтра на металлическом рифленом волноводе и на основе КНТО иллюстрирует рис. 14 [13].

Рассмотренные примеры показывают, что многослойная технология ИС на КНТО позволяет создавать пассивные СВЧ-устройства различной степени сложности, объединяя в себе достоинства традиционной планарной технолгии, волноводных устройств и устройств на сосредоточенных элементах.

Окончание следует

Литература

1. Pierantoni L., Farina M., Rozzi T., Coccetti F., Russer P., Bushyager N., Tentzeris M. Comparison of electromagnetic solvers for the analysis of LTCC components. Proc. of IEEE Antennas and Propagation Society International Symposium. 2003.
2. Kulke R., Simon V., Kassner J., Holzwarth S., Moellenbeck G., Uhleg P., Waldow P. Power distribution networks in multilayer LTCC for microwave applications. Proc. of International Symposium on Microelectronics. 2001.
3. Tang C.-W., Chang C.-Y. A semi-lumped balun fabricated by low temperature co-fired ceramic. IEEE MTT-S International Microwave Symposium Digest. 2002.
4. Loskot E., Leppдvuori S., Kourbanov A., Vendik I., Lapshin A., Jakku E. A miniaturized branch-line directional coupler on low temperature cofired ceramic board. Proc. of 31st European Microwave Conference. 2001.
5. Туральчук П. А., Колмаков Я. А., Симин А. В., Холодняк Д. В. Многослойные интегральные схемы СВЧ-устройств для систем телекоммуникаций и связи // Известия вузов России, Радиоэлектроника. 2005. Вып. 1.
6. Туральчук П. А., Фищук И. А., Симин А. В., Холодняк Д. В., Вендик И. Б. Миниатюрный СВЧ-модуль на основе керамики с низкой температурой обжига для устройств беспроводной связи Bluetooth и WLAN. Материалы 15-й Международной Крымской конференции «СВЧ-техника и телекоммуникационные технологии». 2005.
7. Cho Y. H., Lee Y. C., Lee J. W., Song M. S., Park C. S. A fully embedded LTCC stripline parallel coupled bandpass filter for 40 GHz BMWS application. Proc. of IEEE Radio and Wireless Conference. 2004.
8. Sung G.-J., Ye D.-H., Kim B. Equivalent circuit design of multilayer parallel-coupled line filter. Proc. of IEEE Radio and Wireless Conference. 2004.
9. Simine A., Kholodnyak D., Turalchuk P., Piatnitsa V., Jantunen H., Vendik I. Enhancement of inductance Q-factor for LTCC filter design. Proc. of 35th European Microwave Conference. 2005.
10. Guo Y.-X., Ong L. C., Chia M. Y. W., Luo B. Dual-Band Bandpass Filter in LTCC. IEEE MTT-S International Microwave Symposium Digest. 2005.
11. Ferrand P., Baillargeat D., Verdeyme S., Puech J., Lahti M., Jaakola T. LTCC reduced-size bandpass filters based on capacitively loaded cavities for Q band application. IEEE MTT-S International Microwave Symposium Digest. 2005.
12. Papapolymerou J., Tentzeris M., Laskar J. Integrated filters for system-on-a-chip and system-on-a-package RF wireless applications. Workshop of IEEE MTT-S International Microwave Symposium. 2003.
13. Ruiz-Cruz J. A., Sabbagh M. A. E., Zaki K. A., Rebollar J. M., Zhang Y. Canonical ridge waveguide filters in LTCC or metallic resonators // IEEE Transactions on Microwave Theory and Techniques. 2005. Vol. 53. N 1.