Многоразрядные высокоскоростные АЦП:
поиск компромисса между архитектурой и технологией

Несмотря на предпринимаемые государством меры, ситуация по импортозамещению многоразрядных высокоскоростных АЦП и ЦАП остается сложной и требует принятия дополнительных усилий. Если по ЦАП она более или менее понятна и сводится в основном к решению вопросов по созданию корпусов с низкими индуктивно-емкостными характеристиками выводов, то в случае АЦП на первое место выходят сугубо технологические проблемы, связанные с проектированием и изготовлением кристаллов. При этом проблемы корпусирования АЦП во многом нивелируются использованием многопортовой архитектуры, которая позволяет снизить частоту следования выходных данных и частоту их синхронизации.

Рассмотрим более подробно проблемы, сопутствующие проектированию и производству многоразрядных высокоскоростных КМОП-АЦП, предназначенных для широкого ряда приложений, в том числе специальных.

Проблемы создания конвейерных АЦП

За рубежом многоразрядные (12–16 бит) высокоскоростные (0,5–2 ГГц) КМОП-АЦП имеют, как правило, конвейерную архитектуру, хорошо изученную как на схемотехническом, так и на технологическом уровнях. Более того, к настоящему времени сформировалось устойчивое представление, что проблема разработки гигагерцевых конвейерных КМОП-АЦП остается в основном технологической, как и при создании оперативной памяти большой емкости. В обоих случаях схемотехнические решения являются устоявшимися и считаются во многом классическими.

На рис. 1 показана типовая архитектура одной 1,5-разрядной секции конвейерного АЦП [1]. Для упрощения дальнейшего анализа эта архитектура представлена в униполярном варианте.

Рис. 1. 1,5-разрядная секция конвейерного АЦП. +Uоп, –Uоп — опорные напряжения положительной и отрицательной полярности

Если не вдаваться в особенности работы 1,5-разрядной секции (они подробно описаны в [1]), можно констатировать, что точность преобразования АЦП на основе таких секций будет всецело определяться степенью компенсации смещения в двух предусилителях (на рис. 1 слева), коэффициентом усиления усилителя сигнала остатка (на рис. 1 справа) и линейностью ключей.

Проблемы создания усилителей

Для достижения, например, 16-разрядной точности АЦП необходимо, чтобы буферный усилитель на входе АЦП и все усилители в старшей секции конвейера имели коэффициент усиления без обратной связи около [2]

A₀ ≈ 2¹⁷.

При этом условии можно обеспечить 16-разрядную точность компенсации смещения, если воспользоваться схемой, показанной на рис. 2.

Рис. 2. Схема автоматической компенсации смещения. Uсш — напряжение смещения шкалы

Эта схема согласно [2] обеспечивает автоматическую компенсацию смещения, когда ключи К₁, К₂разомкнуты, а ключи К₃–К₆ замкнуты. В результате на выходах усилителя с высокой точностью устанавливается дифференциальное напряжение, равное U_см (не путать с U_сш на рис. 2):

U_D ≈ (A₀/(1+A₀))×U_см ≈ U_см.

Здесь важно отметить, что схемы (рис. 1, 2) предполагают использование достаточно мощных усилителей для перезаряда конденсаторов, емкости которых из-за требований к шумам типа kT/C (k — постоянная Больцмана, T — абсолютная температура, C — емкость конденсатора) обычно составляют 200–400 фФ.

При низких коэффициентах усиления (А₀ ≈ 10–20), характерных для предусилителей в АЦП с параллельной архитектурой (flash-ADC), точность компенсации смещения по схеме (рис. 2) оказывается достаточно низкой, то есть фактически на уровне, обеспечиваемом известной схемой на основе демультиплексора [3] (рис. 3).

Рис. 3. Схема компенсации смещения на основе демультиплексора. Uоп,1–Uоп,n — опорные напряжения (обычно n = 16–32)

На практике схема (рис. 3) обеспечивает точность компенсации смещения не более 1–2 мВ, что недостаточно даже для 12-разрядного АЦП.

В большинстве случаев в компараторах и при вычислении сигналов остатков применяются усилители, схемотехника которых практически не отличается друг от друга и не изменяется уже в течение многих последних лет.

Чаще всего используется двухкаскадная схема с дифференциальным усилителем в первом каскаде и каскодным усилителем во втором каскаде (рис. 4), что особенно важно при создании низковольтных АЦП.

Рис. 4. Типовая схема усилителя для конвейерного АЦП. Uп — напряжение питания

Для достижения высоких значений А₀ и широкой полосы в несколько гигагерц к МОП-транзисторам предъявляются достаточно жесткие требования по паразитным межэлектродным емкостям и выходному сопротивлению в активной области (в области насыщения).

Нормативы, предусмотренные для межэлектродных емкостей, обеспечиваются применением КМОП-КНИ-технологии, в которой основания и боковые поверхности сток/истоковых p-n-переходов примыкают соответственно к скрытому и боковому диэлектрикам, что приводит к максимально возможному уменьшению этих емкостей.

Регламенты, относящиеся к выходному сопротивлению МОП-транзисторов в активной области (оно должно быть как можно более высоким), являются достаточно специфическими и важными только для усилителей. При создании цифровых блоков и в целом цифровых микросхем в этом нет необходимости. Более того, для цифровых микросхем важнее иметь как можно более низкое выходное сопротивление МОП-транзисторов в открытом состоянии. А потому ориентация на использование доступных зарубежных технологий для изготовления АЦП не всегда оправданна.

Как показывает практика, в тех относительно редких случаях, когда зарубежные технологии и соответствующие им дизайн-киты отвечают требованиям по выходному сопротивлению МОП-транзисторов, и первые (макетные) образцы АЦП целесообразно проектировать на их основе. Дело в том, что иностранные дизайн-киты описывают модели элементов с учетом реальных технологических разбросов (модели slow, type, fast, Monte-Carlo), а отечественные дизайн-киты из-за ограничений, свойственных мелкосерийному производству, в большинстве случаев содержат только типовые (type) модели.

В результате оптимальное соотношение размеров МОП-транзисторов в схеме усилителя (рис. 4), при которых значение А₀ достигается с достаточным запасом, имеет смысл выбирать на основе зарубежного дизайн-кита и только потом, основываясь на преемственности конструкции КМОП-структуры и статистических закономерностях, проводить адаптацию усилителя и в целом АЦП к отечественной технологии.

К сожалению, возможности такой адаптации существенно ограничены тем, что коэффициент А₀ во многом зависит от термоэлектрических режимов работы дифференциальных каскадов усилителя, которые, в свою очередь, также тесно связаны с технологическим разбросом параметров токозадающих элементов (рис. 5).

Рис. 5. Гипотетическая зависимость коэффициента усиления А0 от характеристического параметра R токозадающего элемента. R0 — номинальное значение параметра R

Для компенсации влияния технологических разбросов необходима калибровка, требующая определенных аппаратных затрат. Однако если учесть, что в каждой секции конвейерного АЦП используется 1–3 усилителя, то трудно представить практическую осуществимость подобной калибровки при создании 12–16-разрядных АЦП.

Проблемы обеспечения линейности ключей

Линейность ключей — еще один фактор, оказывающий значительное влияние на точность конвейерных АЦП. Если АЦП ориентирован, например, на обеспечение 12-разрядной точности, то, как показывает практика, достаточно в качестве ключей использовать обычные проходные транзисторы при высоких напряжениях на затворах (U_з ≈ 3 В).

В тех случаях, когда требования по точности являются более высокими, необходимы сложные линейные ключи, в которых напряжение на затворе открытого проходного транзистора отслеживает напряжение на его истоке с постоянным превышением (желательно U_з–U_и ≈ U_п). Такой ключ показан на рис. 6. Подробное описание его работы можно найти в [4].

Рис. 6. Линейный ключ. ТС, TC — тактовые сигналы

В целом, если обобщить результаты проведенного анализа и оценить перспективу проектирования конвейерных АЦП применительно к возможностям отечественной технологии, можно прийти к неутешительному выводу, что эта перспектива просматривается пока очень слабо. Вероятно, плановый запуск новых полупроводниковых фабрик и увеличение объемов производства приведет к повышению воспроизводимости техпроцессов до уровня воспроизводимости при массовом выпуске и тогда, наконец, будут созданы высококачественные дизайн-киты и начнется реальное проектирование конвейерных АЦП. Пока же об этом остается только мечтать. Но задачи, поставленные государством по созданию аналого-цифровой техники, необходимо решать, не дожидаясь улучшения ситуации в отечественном кристальном производстве. Поэтому внимание отечественных разработчиков акцентируется на использовании других подходов, основанных в том числе на выборе новых архитектурных и схемотехнических решений.

К таким подходам относится и применение двухсекционной архитектуры на основе складывающих (folding) усилителей и техники интерполяции [5].

Особенности создания многоразрядных высокоскоростных КМОП-АЦП с двухсекционной складывающей архитектурой

Общий вид двухсекционного N-разрядного АЦП показан на рис. 7.

Рис. 7. Двухсекционный N-разрядный АЦП. АС, ЦС — аналоговый и цифровой сигналы

При проектировании 12–16-разрядных складывающих АЦП разрядность секций составляет 5–8 бит. На входе каждой секции используется по 21–26 компараторов, а внутри — полностью цифровой автомат на основе складывающих усилителей, который обеспечивает последовательную свертку термокодов на выходах первой и второй ступеней в процессе цифрового преобразования сигналов (всего в секции три ступени) [6].

Для вычисления сигнала остатка используется межсекционный усилитель (на рис. 7 не показан) с невысокими требованиями по усилению:

А₀ ≈ 2^N–N1+1.

Например, при N = 16, N1 = 8 усиление составляет всего A₀ = 512, что легко обеспечить.

В итоге все сложности, связанные с поддержанием необходимой точности АЦП (рис. 7), сводятся к обеспечению точности задания опорных напряжений в опорных цепочках и точности компенсации смещения при калибровке входных компараторов в секциях. В наибольшей степени это касается старшей секции (левая секция на рис. 7), определяющей точность всего АЦП.

Калибровка входных компараторов

При калибровке входных компараторов важно, чтобы точность задания шага изменения опорных напряжений и точность компенсации смещения имели одинаковую абсолютную погрешность в зависимости от разрядности АЦП. Можно считать:

∆U_опш = ∆U_см = U_см /(1+2^N+1),

где ΔU_опш и ΔU_см — допустимые погрешности задания шага изменения опорных напряжений и компенсации смещения, а N — разрядность АЦП.

При типовых значениях U_см ≈ 30 мВ эти погрешности составляют около 3,65 и 0,23 мкВ соответственно для 12- и 16-разрядных АЦП. Очевидно, такую точность калибровки входных компараторов при создании 12–16-разрядных АЦП невозможно обеспечить, если выполнять ее с помощью обычной техники, применяемой при калибровке компараторов в параллельных АЦП. Подобные примеры уже обсуждались выше.

Точность калибровки можно повысить, если в качестве предусилителей взять усилители с высоким значением А₀, как в конвейерных АЦП. Однако в этом случае все преимущества, предоставленные рассматриваемой двухсекционной архитектурой, нивелируются. И даже если такую возможность гипотетически допустить, останутся вопросы по обеспечению калибровки опорных цепочек, которые, исходя из проведенного выше анализа, не являются тривиальными.

Следует отметить, что все рассуждения о точности обретают смысл тогда, когда внутренние шумы ниже оцениваемых погрешностей. Так, в конвейерных АЦП подобные шумы могут достигать 1 мВ, что значительно выше этих погрешностей. Однако в рассматриваемом случае весь блок компараторов в старшей секции размещается непосредственно на входе АЦП и имеет отдельные питание и «землю». Поэтому проникновение внутренних шумов на входы компараторов сильно ограничено и они будут оказывать незначительное влияние на точность преобразования. Гораздо большую опасность внутренние шумы могут представлять для работы второй секции. Но если учесть, что даже в отсутствие внешнего аналогового сигнала (U_вх+ = U_вх– = U_сш), когда на входе второй секции будет присутствовать только шумовой сигнал и напряжение U_сш, внутренние шумы вряд ли станут оказывать заметное влияние на точность преобразования, поскольку ΔU_оп >> 1 мВ.

Калибровку смещения и опорных напряжений компараторов необходимо проводить в фоновом режиме, так как эти характеристики зависят от температуры и напряжения питания. Если использовать технику калибровки, основанную на прерывании процесса преобразования, это приведет к снижению производительности данного процесса, что не всегда приемлемо.

При калибровке смещения хороший результат дает применение цифрового способа, позволяющего в непрерывном режиме экстрагировать смещение из статистических характеристик выходного кода компаратора и затем подстраивать это смещение с помощью обратной связи.

Такая техника калибровки иллюстрируется схемой (рис. 8). Подробное описание ее работы представлено в [7].

Рис. 8. Схема цифровой калибровки смещения.
q(k) [+1,–1],q’(k) [1,0] — случайные последовательности;
ПД — пиковый детектор;
Uвх(k), Uвых(k) — текущие напряжения на входе и выходе компаратора

Здесь важно отметить, что весь процесс калибровки основан на использовании относительно медленных вычислительных процедур, хотя он не оказывает влияния на работу компаратора, наоборот, требующего высокой скорости переключения.

Согласно [7], сходимость процесса калибровки обеспечивается выполнением определенного количества шагов (периодов синхронизации):

N_c = 2^N,

где N — разрядность АЦП.

Например, при N = 16 и типичной длительности одного периода синхронизации (TC = 1–4 нс) время калибровки смещения, t_k, будет составлять всего:

t_k = N_c×TC ≈ 256 мкс.

После достижения этого времени процесс калибровки не завершается, а переходит из фазы первичной компенсации смещения в фазу непрерывного отслеживания смещения в зависимости от изменения температуры и напряжения питания. В этом заключается принцип фоновой калибровки смещения с использованием схемы (рис. 8).

Калибровка опорных напряжений, как уже отмечалось выше, является нетривиальной процедурой. Для ее выполнения нужен сверхчувствительный компаратор, который должен реагировать на изменения напряжений на отдельных резисторах в опорной цепочке (рис. 9) при отклонениях их сопротивлений на предельно допустимую величину

ΔR = R₀×2^–N,

где R₀ — сопротивление эталонного резистора, а N — разрядность АЦП.

Рис. 9. Опорная цепочка. R1 — резистор, определяющий значение нижнего опорного напряжения Uоп,1 (Uоп,1 = I0×R1)

Так, при N = 16 и типичных значениях R₀ = 370 Ом, I₀ = 200 мкА эталонный шаг изменения опорных напряжений в первой секции АЦП (U_оп,i–U_оп,i–1 = R₀×I₀ ≈ 74 мВ) может отклониться от нормы на величину

ΔU ≈ R₀×I₀×2^–N ≈ 1,13 мкВ.

Очевидно, компенсировать такое отклонение в условиях удаленного доступа будет крайне сложно, особенно при наличии реального шума, воздействующего на точность компарирования опорных напряжений.

В результате единственно возможной становится калибровка опорных напряжений в производственных условиях, когда создание сверхчувствительного компаратора и его использование в процессе калибровки не представляет принципиальной сложности.

Вместе с тем, как показывает зарубежная и отечественная практика, только за счет правильной компоновки эталонных резисторов можно обеспечить точность на уровне 14–16 разрядов. Такая компоновка достигается при размещении эталонных резисторов на кристалле АЦП в пределах области, ограниченной квадратом со стороной около 100 мкм. Причем топологические размеры резисторов выбирают одинаковыми и максимально возможными.

При таком подходе необходимость калибровки опорных напряжений отпадает. А если учесть, что реальные компараторы в секциях реагируют на размах напряжений не менее 3 мВ, то отклонение опорных напряжений от идеальных значений на 1–4 мкВ не приведет к заметному ухудшению точности преобразования.

Выводы

1. Большинство зарубежных многоразрядных (12–16 бит) высокоскоростных (0,5–2 ГГц) АЦП имеют конвейерную архитектуру и производится по КМОП-КНИ-технологии с проектными нормами 0,1–0,12 мкм и разбросами не более 2–4%.
2. Главной особенностью современных зарубежных технологий, используемых при производстве многоразрядных высокоскоростных КМОП-КНИ-АЦП, по сравнению с цифровыми технологиями с аналогичными проектными нормами является более высокое выходное сопротивление МОП-транзисторов в области насыщения, которое определяется и более высокой концентрацией примеси в подканальных областях этих транзисторов, а также низкие емкости сток/истоковых p-n-переходов, что достигается примыканием сток/истоковых областей к боковому и скрытому диэлектрикам.
3. Отечественные технологии, унифицированные под производство цифровых и аналого-цифровых микросхем, имеют ограниченные возможности по обеспечению требуемых характеристик МОП-транзисторов и отличаются более высокими технологическими разбросами.

Приемлемым компромиссом при создании отечественных многоразрядных высокоскоростных АЦП становится применение двухсекционной складывающей архитектуры и КМОП-КНИ-технологии с проектными нормами 0,13–0,18 мкм и разбросами до 20%.