Источники питания для драйверов MOSFET, IGBT и SiC производства Murata

Введение

Сегодня силовые транзисторы IGBT, MOSFET и SiC широко применяются в мощных импульсных преобразователях, используемых в самых различных отраслях.

Наибольшее распространение в современной электронике получили полевые МОП (метал–оксид–полупроводник) транзисторы. Международное название таких транзисторов — MOSFET (Metal-Oxide-Semiconductor Field Effect Transistor). Существуют два типа MOSFET: n‑канальные и p‑канальные. MOSFET рассчитаны на работу с токами до 1000 В и 1000 А.

Биполярные транзисторы с изолированным затвором IGBT (Insulated Gate Bipolar Transistor), впервые предложенные Янтом Балигой (Jayant Baliga) в 1980 г., в настоящее время также пользуются очень большой популярностью. Входные характеристики IGBT аналогичны входным характеристикам полевого транзистора, а выходные напоминают параметры биполярного транзистора. С помощью мощных IGBT можно коммутировать напряжения в несколько киловольт и токи до нескольких тысяч ампер. Так, например, силовой IGBT-модуль SKiiP 3614GB12E4-6DUL компании SEMIKRON способен коммутировать токи до 3600 А при напряжениях 1200 В [1]. При этом во включенном состоянии падение напряжения на транзисторе находится в пределах нескольких вольт. Современные силовые IGBT используются в устройствах с нагрузкой сотни киловатт и КПД, превышающим 95%. По быстродействию IGBT уступают MOSFET, однако значительно превосходят биполярные транзисторы. Времена включения IGBT составляют десятые доли микросекунды. Следует отметить, что IGBT имеют сравнительно большое время выключения, что ограничивает частоты их переключения в районе 100 кГц.

Карбидокремниевые (SiC) транзисторы (SiC-MOSFET) — это силовые транзисторы второго поколения. По некоторым параметрам они превосходят существующие IGBT и MOSFET на кремнии. Более широкая, по сравнению с Si и GaAs, запрещенная зона позволяет использовать эти транзисторы при высоких рабочих температурах (выше +200 °C). Кроме того, SiC-MOSFET характеризуются более низким сопротивлением в открытом состоянии по сравнению с классическими MOSFET. Одна из проблем, сдерживающих внедрение карбида кремния в производство компонентов для силовой электроники, была связана с наличием паразитных примесей в конечном кристалле. С развитием нанотехнологий появилась возможность выращивать кристаллы очень высокой чистоты. Полупроводниковые компоненты, изготовленные на базе особо чистых кристаллов SiC, позволяют существенно снизить уровень потерь на высоких частотах в изделиях на основе карбида кремния, а также значительно расширить диапазон рабочих температур силовых электронных компонентов. Возможно, что в будущем традиционные кремниевые диоды с мягкой характеристикой выключения также с успехом могут быть вытеснены SiC-диодами с барьером Шоттки. Следует отметить, что SiC-MOSFET имеют потери на переключении меньше, а плотность мощности больше, чем у IGBT. Современные SiC-MOSFET работают с напряжениями 1200–1500 В и токами 50–80 А, например SCT30N120 от STMicroelectronics. Более подробную информацию о SiC-полупроводниках можно найти в [1].

Для увеличения мощности IGBT, MOSFET и SiC-MOSFET их включают в различных конфигурациях. Наиболее часто используются мостовая и полумостовая схемы включения.

Для получения заданного режима работы инвертора ток нагрузки может быть промодулирован с помощью ШИМ.

Для управления IGBT и MOSFET используются похожие схемотехнические решения — так называемые драйверы MOSFET и IGBT. Их работа основана на использовании таких общих характеристик MOSFET и IGBT, как изолированный затвор, отрицательный температурный коэффициент тока короткого замыкания (КЗ) и практически полное отсутствие тока управления в статических режимах. Основная задача драйвера заключается в том, чтобы обеспечить согласование низковольтных логических управляющих сигналов контроллера с сигналами, регулирующими работу затвора силовых ключей. Современные драйверы IGBT и MOSFET, кроме функции управления по току затвора, обеспечивают также защиту от перегрузки по току и КЗ, отключение нагрузки при падении напряжения управления, а также коррекцию скорости нарастания напряжения dv/dt при переходных процессах.

В большинстве случаев используются следующие основные типы драйверов IGBT и MOSFET:

• независимые драйверы верхнего и нижнего плеча полумоста в одном корпусе (High and Low Side Driver);
• полумостовая схема драйверов верхнего и нижнего плеча (Half-Bridge Driver);
• драйверы верхнего плеча (High Side Driver);
• драйверы нижнего плеча (Low Side Driver);
• три независимых одиночных драйвера в одном корпусе для управления трехфазной нагрузкой.

Следует отметить, что существуют и другие схемы включения, представляющие собой различные комбинации пяти отмеченных выше вариантов.

На рис. 1 показана упрощенная структурная схема управления MOSFET с внешним DC/DC-конвертером [2].

Рис. 1. Упрощенная структурная схема управления MOSFET с внешним DC/DC-конвертером

Заряд затвора является ключевым параметром, характеризующим мощность, рассеиваемую схемой управления, которая определяется значениями емкостей «затвор–эмиттер», «затвор–коллектор» (емкость Миллера). Емкость Миллера у MOSFET значительно меньше по сравнению с IGBT. Поэтому в схемах управления MOSFET средней мощности не возникает проблем с ложными срабатываниями, обусловленными паразитными емкостями.

В драйверах IGBT и мощных MOSFET может произойти защелкивание драйвера, представляющее одну из самых серьезных проблем, возникающих при проектировании этих устройств. Подробно эта проблема рассмотрена в [3].

Упрощенная полумостовая структурная схема управления IGBT показана на рис. 2 [2]. Такие схемы используются для управления инверторами и трехфазными двигателями.

Рис. 2. Упрощенная полумостовая структурная схема управления IGBT

Поведение IGBT при его открывании полностью определяется характеристикой заряда затвора. В варианте управления системой через резистор затвора характерной особенностью является пологий участок Миллера в графиках напряжения «затвор–исток» или «затвор–эмиттер» соответственно. При этом нагрузка остается практически постоянной в режиме переключения IGBT.

В рабочем режиме сопротивление нагрузки незначительно. Поэтому в таких схемах можно использовать дешевые, нерегулируемые DC/DC-конвертеры с номиналами, соответствующими управляющим напряжениям IGBT-модулей.

В драйверах верхнего уровня, включенных между положительной линией питания и нагрузкой, обычно используется внешний конденсатор для создания фиксированного напряжения управления затвором по отношению к «плавающему» истоку. С другой стороны, для гарантированного открывания транзистора верхнего плеча напряжение питания верхнего каскада драйвера должно быть выше шины питания. С этой целью для питания верхних каскадов драйверов применяют изолированные DC/DC-конвертеры. Драйверы верхнего и нижнего плеча полумоста подвержены эффектам самопроизвольного одновременного включения управляющих модулей, что может вызвать перегрузки по току и разрушение транзисторов. Поэтому в таких схемах используются специальные методы защиты от перегрузок по току и напряжению [4, 5, 6].

На рис. 3 показана структурная схема полного мостового управления IGBT-модулем [2].

Рис. 3. Структурная схема полного мостового управления IGBT-модулем

Одним из недостатков мостовой схемы является то, что переключение нагрузки происходит в диапазоне от пикового значения положительного напряжения питания до пикового отрицательного. Для снижения размаха напряжений и уменьшения скорости нарастания dv/dt используются различные схемотехнические варианты, такие, например, как инвертор с нейтральной точкой. Подобные схемы в основном используются для управления высокооборотными двигателями с реверсными режимами работы. Направление вращения задается с помощью ШИМ.

Требования, предъявляемые к специализированным источникам питания для IGBT-драйверов

В настоящее время выпускаются как полностью законченные драйверы IGBT- и MOSFET-модулей, включающие DC/DC-конвертеры, так и интегральные схемы драйверов без блоков питания. Использование того или иного схемотехнического решения зависит от конкретной задачи и конечного устройства.

Среди всей продукции Murata особое место занимают изолированные DC/DC-кон-вертеры, разработанные специально для драйверов MOSFET и IGBT. К этим устройствам предъявляется ряд специальных требований.

На сегодня для питания IGBT- и MOSFET-драйверов в основном используются изолированные DC/DC-конвертеры, которые могут формировать двуполярный выходной сигнал из однополярного входного.

В состав любого конвертера входит силовая часть и управляющий контроллер, обеспечивающий стабильное выходное напряжение. В изолированных конвертерах силовая часть гальванически развязана с управляющим контроллером. Кроме того, в таких конвертерах используются дополнительные схемы подавления синфазных помех и защита от перегрузок по току и напряжению.

Как уже отмечалось выше, силовые транзисторы управляются через затвор. Основное требование, предъявляемое к схеме управления затвором, заключается в том, чтобы напряжение затвора при отпирании было бы выше напряжения стока MOSFET или коллектора IGBT. Кроме того, схема управления должна обеспечивать токи перезаряда цепи затвора, соответствующие динамическим параметрам транзистора [3]. Нужно учитывать, что управляющее напряжение обеих полярностей должно удовлетворять параметрам электрической изоляции затвора. Однако для MOSFET, IGBT и SiC-MOSFET оптимальные значения управляющих напряжений различны. Для каждого типа силового транзистора существуют свои напряжения включения и выключения, при которых достигается наибольшая эффективность и скорость переключения.

При переключении мощных IGBT возникают существенные броски тока в цепи затвора, обусловленные наличием паразитных элементов в структуре этих устройств [4]. С учетом этого мощность DC/DC-конвертера IGBT-драйвера должна соответствовать пиковым значениям тока. Кроме того, мощность конвертера зависит также от частоты коммутации и от энергии, которая расходуется на заряд и разряд емкостей затвора модулей IGBT и MOSFET. Следовательно, DC/DC-конвертер должен обеспечивать величину тока затвора, достаточную для того, чтобы переключать емкости затвора.

Следует обратить внимание на то, что пиковое значение тока затвора влияет на скорость переключения IGBT. При увеличении этого значения сокращаются времена включения и выключения драйвера, влияющие на другие динамические характеристики, например на величину коммутационного всплеска напряжения при выключении.

Максимально допустимое значение выходного тока и импеданс цепи управления указывается в спецификации драйвера, как, например, в [5]. Эти параметры необходимо учитывать при выборе DC/DC-конвертера для конкретных типов драйверов модулей IGBT и MOSFET.

В схемах управления напряжение между изолированным DC/DC-конвертером и силовой частью IGBT может достигать нескольких киловольт при скоростях нарастания наведенного напряжения (dv/dt), превышающих 10 кВ/мкс. Современные GaN-транзисторы работают со скоростями вплоть до 100 кВ/мкс. Эти высокие значения dv/dt обуславливают токи через емкость изоляции DC/DC-конвертера, равные C×dv/dt. Таким образом, для емкости 20 пФ и скорости нарастания 10 кВ/мкс наведенный ток составит 200 мА. Паразитные токи могут вызвать броски напряжения в цепях контроллера IGBT-драйвера, приводящие к выходу его из строя. Поэтому емкости изоляции DC/DC-конвер-теров IGBT-драйверов уделяется большое значение. Желательно, чтобы эта величина не превышала 15 пФ.

Драйверы IGBT управляют напряжениями в несколько киловольт на частотах в десятки килогерц. При этом материал изоляции DC/DC-конвертеров подвергается дополнительному воздействию, обусловленному переходными перенапряжениями dv/dt, возникающими из-за больших скоростей переключения. Это вызывает необходимость использования специальных материалов изоляции, устойчивых к перегрузкам подобного рода. В конструкции конвертеров производства Murata используются материалы, удовлетворяющие требованиям международного стандарта EN62477-1:2012, предъявлемым к источникам питания для IGBT- и MOSFET-драйверов.

Программные решения для подбора драйверов IGBT и MOSFET

Практически все ведущие производители драйверов MOSFET и IGBT имеют прикладное программное обеспечение (ПО), которое позволяет выбрать драйвер с параметрами, необходимыми для разработки конкретного устройства. Например, ПО компании Infineon позволяет определить модель и необходимое для данного силового модуля количество драйверов, пиковое значение выходного тока драйвера, значения среднего тока, номинал минимального резистора затвора, напряжения питания и другие параметры. Эти данные затем можно использовать, чтобы оптимальным образом выбрать DC/DC-конвертер для конкретного драйвера MOSFET или IGBT.

В качестве примера рассмотрим процедуру подбора DC/DC-конвертера Murata, предназначенного для драйвера нового IGBT-модуля FZ400R12KE4 производства Infineon [6]. Используя зависимости, показанные на рис. 4 [7], можно определить, что оптимальное напряжение включения этого IGBT составляет +15 В. Более высокие значения дают избыточные потери мощности в цепи управления затвором.

Рис. 4. Выходные характеристики IGBT-модуля FZ400R12KE4

Для выключения IGBT достаточно подать на затвор нулевое напряжение. Однако отрицательное напряжение в диапазоне от –5 до –10 В позволяет значительно сократить время переключения. Следует учитывать, что, вследствие наличия индуктивности между эмиттером и элементами обвязки, при выключении IGBT-модуля возникает отрицательное напряжение «затвор–эмиттер». Так, например, даже незначительная индуктивность 5 нГн, соответствующая длине проводников всего в несколько миллиметров, вызовет при скорости нарастания тока (dI/dt), равной 1000 А/мкс, смещение 5 В. Для того чтобы IGBT гарантированно выключался, необходимо подавать отрицательное напряжение на затвор. Для IGBT-модуля FZ400R12KE4 это напряжение можно выбрать в диапазоне от –8 до –9 В.

Важное значение при выборе DC/DC-конвертера для IGBT-драйвера имеет величина пикового тока. Пиковый ток Ipk, необходимый для зарядки и разрядки эквивалентной емкости входного каскада, является функцией Vs, сопротивления входа Rint драйвера IGBT, а также внешнего сопротивления Rg:

Ipk = Vs/(Rint+Rg).

Для IGBT-модуля FZ400R12KE4, для которого Rint = 1,9 Ом, при типовых значениях номинала внешнего резистора 10 Ом и размаха напряжения 24 В значения пикового тока могут превышать 2 А. Поэтому драйвер IGBT и DC/DC-конвертер должны обеспечивать эти пиковые значения тока при соответствующих значениях сопротивления затвора. Поскольку выходной каскад DC/DC-конвертера не может обеспечить таких значений тока без провала величины номинальных напряжений, для компенсации пикового тока необходим сглаживающий конденсатор.

Технические характеристики FZ400R12KE4 позволяют выбрать оптимальный драйвер с помощью селектора [7], размещенного в свободном доступе на сайте Infineon, который предлагает в качестве одного из вариантов одноканальный IGBT-драйвер Infinion 1EDI EiceDRI [8]. Это компактный IGBT-драйвер общего назначения. Интегрированная гальваническая развязка между входной логикой управления и выходным силовым каскадом обеспечивает высокую степень безопасной работы устройства при коммутации высоких напряжений. Данный драйвер, рассчитанный на работу с пиковыми токами до 10 А, обеспечивает напряжение изоляции между входом и выходом до 1200 В. Необходимо подчеркнуть, что результаты выбора с помощью селектора [7] носят рекомендательный характер. Окончательный выбор предоставляется непосредственно разработчикам конкретного изделия.

На рис. 5 показана двуполярная схема подключения драйвера 1EDI EiceDRI к IGBT-модулю FZ400R12KE4 [8].

Рис. 5. Двуполярная схема подключения драйвера 1EDI EiceDRI к IGBT-модулю FZ400R12KE4

Как следует из технических характеристик, для питания драйвера необходим DC/DC-конвертер с выходными напряжениями +15 и –8 В. При этом входное напряжение целесообразно выбрать равным плюс 5 В, поскольку этим напряжением можно запитать и логическую часть драйвера (V_CC1).

Для выбора адекватного DC/DC-конвертера можно воспользоваться утилитой Murata IGBT/MOSFET driver DC/DC converter selector tool v 1.0. Для этого в соответствующих окнах интерфейса данного ПО нужно ввести базовые параметры из технического описания на IGBT-модуль, такие, например, как:

• V_S1, V_S2 (выходные напряжения);
• V_ST (размах выходных напряжений);
• V_INP (входное напряжение);
• Rint (внутреннее сопротивление);
• Rg (внешнее сопротивление);
• F_PWM (частота ШИМ);
• Q_g (заряд затвора).

В основном эти параметры были рассмотрены выше. Целесообразно сказать дополнительно несколько слов про заряд затвора. При каждом переключении затвор IGBT-модуля, обладающий собственной емкостью, заряжается и разряжается через внешнее сопротивление Rg. Обычно ведущие производители приводят в технической документации значения Qg для различных V_S1, V_S2. Если в технической документации приведено только одно значение Qg для определенных V_S1, V_S2, то определить значения заряда затвора для других величин размаха выходных напряжений можно с использованием аппроксимации. Например, в нашем случае для IGBT-модуля FZ400R12KE4 в технической документации приведено одно значение Qg = 3,7 мкК для V_S1, V_S2, соответственно равных ±15 В. Для варианта с выходными напряжениями +15 и –9 В (размах 24 В) заряд затвора можно оценить по формуле:

Qg = 3,7 мкК × 24/30 ≈ 3,1 мкК.

Мощность, необходимая для управления IGBT, оценивается следующим образом:

P = Qg×F_PWM×V_ST.

При частоте 10 кГц и заряде затвора, равном 3,1 мкК, соответствующая мощность будет равна примерно 0,8 Вт. Как правило, к этому значению обычно добавляют 0,4 Вт на потери внутри драйвера. Потери, обусловленные переключением, незначительны для частоты 10 кГц, и их можно не учитывать. Таким образом, мощность, необходимая на управление драйвером, будет примерно равна 1,2 Вт. Следует подчеркнуть, что такая оценка является приблизительной. Окончательные вычисления нужно производить более точными методами с учетом результатов реальных измерений в контрольных точках схемы.

Если подставить приведенные выше параметры в программу выбора DC/DC-конвертера Murata, то будут предложены два варианта в качестве оптимального источника питания для драйвера 1EDI EiceDRI IGBT-модуля FZ400R12KE4 — 2‑Вт модель MGJ2D051509SC и 3‑Вт модель MGJ3T05150505MC. Подчеркнем, что это только рекомендуемые варианты и окончательное решение остается за разработчиками. Приведенные выше оценки показывают, что нам достаточно мощности 2 Вт. Поэтому выбор останавливается на более дешевой, компактной и экономичной модели MGJ2D051509SC, основные характеристики которой приведены в таблице 1.

Модель MGJ2D051509SC представляет собой малогабаритный изолированный DC/DC-конвертер, изготовленный в герметичном пластмассовом корпусе. Гарантированное напряжение пробоя изоляции составляет 5,2 кВ. Габаритные размеры: 19,65×12,65×9,95 мм. Более подробная информация об этом конвертере приведена в техническом описании [10].

Приблизительно такие же схемы можно использовать и для выбора DC/DC-конвертеров, которые наилучшим образом подходят для питания драйверов конкретных SiC-MOSFET- и MOSFET-модулей.

Базовые серии источников питания для драйверов MOSFET и IGBT производства Murata

В настоящее время Murata выпускает три серии DC/DC-конвертеров для различных типов драйверов MOSFET-, SiC–MOSFET- и IGBT-модулей малой и средней мощности — MGJ2, MGJ3, MGJ6. Основные области применения устройств:

• медицинское оборудование (дефибрилляторы, рентгеновские аппараты, УВЧ, ЯМР);
• электродвигатели малой и средней мощности;
• источники бесперебойного питания;
• солнечные и ветряные электростанции;
• защитное оборудование телекоммуникационных магистральных линий;
• силовое автомобильное электрооборудование.

В серии MGJ2 представлены изолированные (5,2 кВ постоянный ток) DC/DC-конвертеры для поверхностного монтажа. Структурная схема конвертеров этой серии показана на рис. 6.

Рис. 6. Структурная схема конвертеров серии MGJ2

Модели этой серии имеют четыре фиксированных входных напряжения +5, 12, 15, 24 и фиксированные выходные напряжения ±15 В, +15/–5 В, +15/–8,7 В, +20/–5 В. Выходные напряжения снимаются по стандартной схеме: «плюс–земля–минус».

Характерной особенностью рассматриваемых конвертеров является очень маленькая переходная емкость — единицы пФ. Конструктивные особенности моделей серии позволяют свести к минимуму влияние паразитных токов, обусловленных большими значениями dv/dt при высоких скоростях переключения.

Серия MGJ2 является оптимальной для питания мостовых схем верхнего и нижнего плеча драйверов IGBT- и MOSFET-модулей. Конвертеры этой серии соответствуют международным стандартам UL60950, UL60601 (3rd Ed). Внешний вид DC/DC-конвертера серии MGJ2 показан на рис. 7, основные технические характеристики DC/DC-конвертеров серии MGJ2 приведены в таблице 2.

Рис. 7. Внешний вид DC/DC-конвертера серии MGJ2

Модели серии MGJ3 — это изолированные 3‑Вт DC/DC-конвертеры с двумя конфигурируемыми выходными напряжениями [11].

Структурная схема конвертеров серии MGJ3 и MGJ6 показана на рис. 8. В отличие от серии MGJ2, выходные напряжения в серии MGJ3 организованы несколько иначе. Дополнительный вывод RTN (return) позволяет оптимально выбрать управляющие напряжения и наилучшим образом подключать конвертеры этой серии в схемах управления IGBT, MOSFET или SiC.

Рис. 8. Структурная схема конвертеров серии MGJ3 и MGJ6

Три базовые модели данной серии — MGJ3T05150505MC, MGJ3T12150505MC, MGJ3T24150505MC — рассчитаны на работу с положительными входными напряжениями соответственно в диапазонах 4,5–9, 9–18 и 18–36 В. Данные диапазоны перекрывают все напряжения питания, которые используются в большинстве индустриального, телеметрического, медицинского и автомобильного оборудования.

В конвертерах серии MGJ3 можно в различных комбинациях подключать три выходные линии: одну +15 и две +5 В. Два основных вывода и один дополнительный (RTN) позволяют подключать указанные модели в различных вариантах. Так, например, можно использовать следующие схемы подключения: +15/–5 В, +20/–5 В, +15/–10 В.

В таблице 3 показаны возможные варианты подключения конвертеров серии MGJ3.

Приведенные в таблице 3 комбинации выходных напряжений наилучшим образом подходят для питания драйверов большинства силовых модулей: SiC (+20/–5 В), IGBT (+15/–10 В), MOSFET (+15/–5 В). В качестве примера на рис. 9 приведена схема подключения конвертера серии MGJ3 в устройстве управления модулем IGBT.

Рис. 9. Схема подключения конвертера серии MGJ3 в устройстве управления модулем IGBT

В этом варианте конвертеры MGJ3Txx150505MC обеспечивают оптимальные напряжения управления IGBT (+15/–10 В).

Схемы подключения SiC (+20/–5 В) и MOSFET (+15/–5 В) приведены в [11].

Конвертеры серии MGJ3 предназначены для работы в устройствах с высоким напряжением, вплоть до 1500 В. Они удовлетворяют всем требованиям международных стандартов UL60950 и UL60601-1, что позволяет использовать эти устройства в медицинском оборудовании. Из других особенностей моделей этой серии можно отметить синхронизирующий вывод (Pin 3), предназначенный для внешней тактовой синхронизации. Частота синхронизации может принимать значения 90, 100 и 110 кГц. Данная опция позволяет эффективно отфильтровывать внешние электромагнитные наводки. В случае когда внешняя синхронизация не используется, этот выход можно использовать для отключения конвертера. Все модели серии имеют защиту от КЗ, а также от перегрузок по току и напряжению.

Модели серии MGJ3 выполнены в корпусе для поверхностного монтажа с габаритными размерами 23,11×22,61×14,65 мм. Средняя наработка на отказ, рассчитанная по методу Telecordia, составляет примерно 6 600 000 ч. Можно также отметить небольшое значение емкости изоляции этой серии — не больше 15 пФ. Серия предназначена для работы в индустриальном температурном диапазоне –40…+105 °C.

Внешний вид конвертеров серий MGJ3 и MGJ6 показан на рис. 10.

Рис. 10. Внешний вид конвертеров серий MGJ3 и MGJ6

Таблица 4 содержит основные технические характеристики конвертеров серии MGJ3. Более полный список параметров этих устройств приведен в [10].

Cерия MGJ6 — это 6‑Вт аналог серии MGJ3. Идеология, структура и внешний вид (рис. 11) моделей этих двух серий аналогичны, структурная схема одинакова (рис. 8). Основное существенное различие заключается в том, что конвертеры серии MGJ6 имеют вдвое большую мощность, чем конвертеры серии MGJ3. Серия MGJ6 состоит в настоящее время из трех базовых моделей — MGJ6T05150505MC, MGJ6T12150505MC и MGJ6T24150505MC. Они рассчитаны на работу с входными напряжениями соответственно 4,5–9, 9–18, 18–36 В. В зависимости от модели, каждый из этих конвертеров может быть сконфигурирован для работы с IGBT (+15/–10 В), SiC (+20/–5 В), MOSFET (+15/–5 В).

Рис. 11. Схема подключения конвертера серии MGJ6 в устройстве управления модулем MOSFET

Серия выполнена в корпусе для поверхностного монтажа SMD‑7 с габаритными размерами 31,24×22,61×14,65 мм. Корпус конвертеров серии MGJ6 длиннее на 10 мм, чем у моделей серии MGJ3. Количество и назначение выводов совпадают, однако расположение и наименование выводов разное. В таблице 5 показаны различные варианты подключения конвертеров серии MGJ6 для использования в схемах с MOSFET, IGBT, SiC.

На рис. 11 и 12 показаны схемы подключения конвертера серии MGJ6 в устройствах управления модулями MOSFET и SiC.

Рис. 12. Схема подключения конвертера серии MGJ6 в устройстве управления модулем SiC

Основные технические характеристики конвертеров серии MGJ6 приведены в таблице 6.

Дополнительная информация об этой серии приведена на сайте [11].