Проектирование широкополосного входного интерфейса для аналого-цифровых преобразователей с быстродействием 1 GSPS и выше

№ 8’2014
PDF версия
По мере развития технологии быстродействующих аналого-цифровых преобразователей возрастает необходимость в аналоговых схемах обработки/преобразования сигналов с высоким качеством на очень высоких промежуточных частотах (ПЧ). Эта задача разделяется на две части: проектирование непосредственно преобразователя и проектирование входного интерфейса для передачи сигнала в преобразователь. Даже если сам преобразователь обладает превосходными характеристиками, входной интерфейс также должен обеспечивать сохранение высокого качества сигнала.

Введение

На сегодня высокочастотные быстродействующие преобразователи находят применение во многих областях, включая радиолокацию, инфраструктуру систем беспроводной связи и измерительную технику. Во всех этих задачах требуются преобразователи, обладающие быстродействием от 1 млрд выборок в секунду (GSPS, gigasample per second) и разрядностью от 8 до 14 бит; однако помимо данных критериев для удовлетворения требований конкретного приложения необходимо учитывать и множество других параметров.

В дальнейшем термином «широкополосный сигнал» будет обозначаться сигнал с полосой более 100 МГц в диапазоне частот от 1 до 4 ГГц. В статье мы рассмотрим определение широкополосной пассивной цепи, характеристики, которые важны при выборе трансформатора или балуна, а также топологии схем, получившие распространение на сегодня. И наконец, мы обсудим проблемы и методы оптимизации, которые помогут читателям реализовать рабочий широкополосный интерфейс, действующий в гигагерцовом диапазоне и отвечающий требованиям конкретного приложения.

 

Формулировка проблемы

Переход к преобразователям с быстродействием 1 GSPS и выше является естественным шагом для таких областей, как радиолокация, измерительная техника и схемы цифрового внесения предыскажений в системах связи, поскольку они позволяют расширить рабочий частотный диапазон или полосу Найквиста. В то же время увеличение рабочей полосы частот создает дополнительные трудности при проектировании входного интерфейса. Приобретение преобразователя с полосой Найквиста шириной 1 ГГц не отменяет задачу подбора подходящих внешних компонентов и не избавляет от необходимости уделять особое внимание конструкции схемы (входного интерфейса). Трудности возрастают, когда нужна субдискретизация на частотах более 1 ГГц во второй, третьей или четвертой зонах Найквиста.

Краткое замечание о ширине полосы

Для начала следует сделать несколько замечаний относительно ширины полосы. Надо запомнить, что ширина полосы преобразователя при максимальном уровне сигнала (full power bandwidth) отличается от «полезной» ширины полосы преобразователя, которую также называют шириной полосы выборки. Ширина полосы при максимальном уровне сигнала — это полоса, необходимая для точного преобразования сигнала в преобразователе, а также установления стабильного уровня сигнала во внутреннем входном каскаде. Ширина полосы при максимальном уровне сигнала значительно (до двух раз) превышает ширину полосы выборки преобразователя. Эффективное разрешение и другие характеристики преобразователя, а следовательно, и качество преобразования системы внутри этой полосы может существенно варьироваться, поэтому выбор ПЧ для работы преобразователя исключительно на основании данного параметра является плохой идеей. Проект схемы должен разрабатываться исходя из ширины полосы выборки. Следует избегать работы в высокочастотной части номинальной полосы преобразователя при максимальном уровне сигнала, так как это приведет к ухудшению динамических характеристик (отношение «сигнал-шум» и свободный от побочных составляющих динамический диапазон). Для определения ширины полосы выборки, которой обладает быстродействующий аналого-цифровой преобразователь, следует обратиться к техническому описанию или в службу технической поддержки, поскольку иногда этот параметр явно не указан в техническом описании. Как правило, в техническом описании представлены или даже перечислены в таблице протестированные при производстве частоты, на которых гарантируются заявленные характеристики в пределах ширины полосы выборки преобразователя. Общепринятых четких правил определения этих двух параметров ширины полосы производителями нет, и весьма желательно, чтобы они были введены.

Таблица. Измеренные характеристики преобразования для трех вариантов согласования во входном интерфейсе

Характеристики

Вариант 1

R1 = 25 Ом,

R2 = 33 Ом,

R3 = 33 Ом

Вариант 2

R1 = 25 Ом,

R2 = 33 Ом,

R3 = 10 Ом

Вариант 3

R1 = 10 Ом,

R2 = 68 Ом,

R3 = 33 Ом

Ширина полосы (–3 дБ), МГц

3169

3169

1996

Неравномерность в полосе пропускания (2 ГГц), дБ

2,34

2,01

3,07

Отношение «сигнал-шум» на 1000 МГц, дБ

58,3 (к полной шкале)

58 (к полной шкале)

58,2 (к полной шкале)

SFDR на 1000 МГц, дБн

74,5

74

77,5

Гармонические искажения 2/3-го порядков на 1000 МГц, дБн

–74,5/–83,1

–77/–74

–77,5/–85,6

Входной импеданс на 500 МГц, Ом

46

45,5

44,4

Уровень входного сигнала на 500 МГц, дБм

15

12,6

10,7

 

Характеристики балунов

После определения необходимой ширины полосы и выбора конкретного быстродействующего АЦП необходимо определиться с типом топологии входного интерфейса: на базе усилителя (активная) или трансформатора (пассивная). В зависимости от поставленной задачи каждый из двух вариантов имеет свои достоинства и недостатки. Их обсуждение займет много места, и более подробную информацию по этому вопросу можно найти в [3]. Далее основное внимание в статье будет сконцентрировано на проектировании входных каскадов на базе трансформаторов/балунов. Для обозначения трансформатора или балуна, в зависимости от контекста, мы будем использовать общий термин «балун». Оба устройства имеют различия в конструкции и топологии, однако являются пассивными и преобразуют поступающий несимметричный полезный сигнал ПЧ в дифференциальный сигнал на входе преобразователя.

Набор характеристик балунов, которые необходимо учитывать при выборе компонента, отличается от набора характеристик усилителей. К ним относятся, например, коэффициент усиления по напряжению, отношение импедансов, ширина полосы и вносимые потери, рассогласование амплитуд и фаз, а также потери на отражение. Могут быть важны и номинальная рабочая мощность, тип конфигурации (балун или трансформатор), наличие доступа к средней точке обмотки и другие параметры. Спроектировать схему с использованием балунов зачастую не так просто. Например, характеристики балуна имеют частотную зависимость, что усложняет оценку ожидаемого качества преобразования. Некоторые балуны чувствительны к заземлению, топологии печатной платы и схеме подключения центральной точки обмотки. В связи с этим при выборе балуна не следует полагаться исключительно лишь на его техническое описание.

Огромную роль может играть практический опыт, поскольку поведение балуна изменяется при появлении в схеме паразитных эффектов печатной платы, внешних цепей, а также входящего в состав преобразователя внутреннего усилителя выборки-хранения (то есть нагрузки).

Далее приведен краткий обзор характеристик, которые важно учитывать при выборе балуна.

Коэффициент усиления сигнала

В идеальном случае он равен отношению числа витков в обмотках трансформатора. Трансформатор не вносит собственных шумов, однако применение балуна с коэффициентом усиления по напряжению, отличным от единицы, приводит к усилению шума в сигнале. При выборе балуна также необходимо учитывать взаимосвязь между коэффициентом усиления и шириной полосы. В упрощенной форме балун можно рассматривать как широкополосный полосовой фильтр с номинальным коэффициентом усиления. В общем случае для них характерно уменьшение ширины полосы при увеличении коэффициента усиления сигнала. Коэффициент усиления балунов может изменяться в довольно больших пределах, что приводит к появлению значительных пульсаций или затухания там, где это нежелательно. На сегодняшний день трудно найти трансформатор с отношением импедансов 1:4, который обладал бы хорошими характеристиками в гигагерцовом диапазоне. Подводя итог, следует отметить, что пользователь должен быть осторожен при выборе: идеи применения балуна с отношением импедансов 1:4, 1:8 или 1:16 для улучшения или оптимизации коэффициента шума в последнем каскаде сигнального тракта необходимо хорошо проанализировать и проверить в лаборатории. Из-за ограничения ширины полосы и характеристик показатели качества схемы в гигагерцовом диапазоне в данном случае становятся сопоставимы или даже хуже, чем при использовании балунов с отношением импедансов 1:1 или 1:2.

Вносимые потери балуна

Это одна из наиболее распространенных характеристик, которая встречается в любом техническом описании балуна и описывает потери в определенном диапазоне частот. При работе в составе схемы уровень потерь, вносимых балуном, изменится.

Как правило, ожидаемый рабочий диапазон в составе схемы будет равен примерно половине от частотного диапазона, указанного в техническом описании. В некоторых случаях, в зависимости от топологии балуна и его чувствительности к паразитным эффектам нагрузки (емкости), рабочий диапазон может быть еще меньше. Этот параметр, вероятно, наиболее часто неверно интерпретируется, поскольку балуны оптимизируются без учета паразитных эффектов нагрузки для случая идеального импеданса (то есть характеристики измеряются при помощи анализатора цепей).

Потери на отражение характеризуют рассогласование эффективного импеданса согласования вторичной обмотки трансформатора по отношению к первичной обмотке. Например, если квадрат отношения числа витков вторичной обмотки к числу витков первичной обмотки равен 4:1, то можно было бы ожидать, что при 200‑омном согласовании на стороне вторичной обмотки сопротивление на стороне первичной обмотки составляло бы 50 Ом. Однако на практике это не так: приведенный импеданс на стороне первичной обмотки изменяется в зависимости от частоты, что иллюстрируется приведенным ниже примером.

Для начала определим потери на отражение на центральной частоте рабочего диапазона рассматриваемого проекта. В нашем примере она равна 110 МГц. Значение Zo равно не 50 Ом, как в случае идеального трансформатора, а будет ниже.

Потери на отражение (RL) составят:

RL = –18,9 дБ на 110 МГц = 20log(50–Zo/50+Zo),              (1)

10(–18,9/20) = (50–Zo/50+Zo),          (2)

Zo = 39,8 Ом.                      (3)

Далее вычислим отношение найденного импеданса на стороне первичной обмотки (Zo) к идеальному импедансу на стороне вторичной обмотки. Повторим ту же операцию для идеального импеданса на стороне первичной обмотки и составим уравнение для нахождения реального приведенного импеданса вторичной обмотки:

Z (первичный отраженный)//Z (вторичный идеальный) = Z (первичный идеальный)//Z (вторичный отраженный),      (4)

39,8/200 = 50/x,                    (5)

x = 251 Ом.                        (6)

Рассмотренный пример доказывает, что для получения приведенной 50‑омной нагрузки на стороне первичной обмотки дифференциальное сопротивление на стороне вторичной обмотки должно быть равно 251 Ом. В противном случае сопротивление нагрузки для предшествующего каскада будет ниже идеального (примерно 40 Ом), что потребует увеличения усиления в нем. Увеличение усиления при некорректной величине нагрузки приведет к увеличению искажений на входе быстродействующего преобразователя
и, как следствие, к сокращению динамического диапазона системы. В общем случае, разброс потерь на отражение растет по мере увеличения отношения импедансов. Это необходимо учитывать при проектировании «согласованного» входного интерфейса на базе балуна.

Дисбаланс амплитуд и дисбаланс фаз

При выборе балуна это наиболее критические характеристики. Они являются хорошим показателем отклонения каждого из двух несимметричных сигналов от идеальных (равных по амплитуде и отличающихся на 180° по фазе). Обе характеристики дают разработчику представление о линейности сигнала, поступающего в преобразователь, когда в проекте требуется работа на высоких ПЧ (более 1000 МГц). В общем случае, чем больше разброс этих характеристик, тем хуже качество сигнала на выходе. Выбор трансформатора или балуна следует начинать с тех компонентов, у которых эти характеристики указаны в техническом описании. Если такая информация в техническом описании отсутствует, то данный компонент, возможно, не является хорошим кандидатом для работы на высоких частотах. Запомните: с увеличением частоты нелинейность балуна также возрастает (доминирующий вклад обычно вносит дисбаланс фаз), что приводит к увеличению искажений четных порядков (в основном второй гармоники) на входе быстродействующего преобразователя. Дисбаланс фазы даже в три градуса может вызвать значительное ухудшение свободного от побочных составляющих динамического диапазона (spurious free dynamic range, SFDR). Если наблюдаемый уровень побочных спектральных составляющих на выходе преобразователя (особенно второй гармоники) существенно отличается от заявленного в техническом описании, не спешите винить во всем преобразователь, а проанализируйте сначала схему входного интерфейса.

Проблему гармонических искажений второго порядка при использовании балуна на высоких частотах можно решить, например, с помощью конфигурации с каскадным соединением нескольких трансформаторов или балунов. Для адекватного преобразования несимметричного сигнала в дифференциальный на высоких частотах можно использовать два (рис. 1), а в некоторых случаях и три балуна. Недостатками данного решения являются увеличение габаритов, стоимости и потерь на отражение. Еще один вариант — поиск других моделей балунов с лучшими характеристиками. Подобные компоненты выпускаются, например, компаниями Anaren, Hyperlabs, Marki Microwave, Mini-Circuits и Picosecond. Они имеют патентованные схемы со специальными топологиями, которые позволяют расширить рабочую полосу до гигагерцового диапазона, поддерживая высокий уровень баланса в рамках одного устройства. В отдельных случаях такие компоненты имеют меньшие габариты по сравнению со стандартными размерами широко применяемых трансформаторов с ферритовым сердечником.

Топология

Рис. 1. Топология:
а) с двумя балунами;
б) с двумя трансформаторами

Следует помнить, что не все производители используют одинаковые процедуры измерения характеристик балунов и балуны с похожими на первый взгляд характеристиками могут по-разному работать в одной и той же ситуации. Поэтому при выборе балуна крайне желательно собрать и проанализировать информацию о спецификациях всех рассматриваемых кандидатов, а также запросить у производителя информацию о любых ключевых параметрах, не указанных в техническом описании. Вместо этого или в качестве дополнительной процедуры можно измерить их характеристики при помощи анализатора цепей или системной платы, подключенной к быстродействующему аналого-цифровому преобразователю.

И наконец, еще одно замечание, которое нужно сделать относительно использования одиночных балунов или топологий с несколькими балунами: не менее важную роль в поддержании баланса фаз вносит топология печатной платы. Для поддержания оптимального качества на высоких частотах необходимо, чтобы топология проводников была как можно более симметричной. В противном случае небольшие рассогласования в проводниках схемы входного интерфейса, в которой применяется балун, могут полностью испортить ее (привести к ограничению динамического диапазона).

 

Согласование во входном интерфейсе

Начнем с того, что термин «согласование» нужно использовать грамотно. На сегодня практически невозможно согласовать входной интерфейс с преобразователем, имеющим быстродействие 100 MSPS, на каждой интересующей частоте, не говоря уже о целом диапазоне 100 МГц. Таким образом, под согласованием следует понимать оптимизацию, дающую наилучшие результаты для конкретной схемы входного каскада. Подобная оптимизация будет включать поиск комбинации множества составляющих (импеданс, динамические характеристики, уровень сигнала, ширину полосы и неравномерность в полосе пропускания и т. д.), которая давала бы наилучшие результаты в конкретном приложении.

Это означает, что каждому параметру следует назначить весовой коэффициент, характеризующий его важность для приложения. В некоторых случаях, например, наиболее важной характеристикой может быть ширина полосы, и поэтому другими параметрами можно немного пожертвовать, если это позволит увеличить полосу до необходимого значения. На рис. 2 изображена входная цепь для преобразователя с быстродействием более 1 GSPS. Каждый из резисторов в цепи представляет собой отдельную переменную, и при одинаковом импедансе использование различных комбинаций номиналов будет приводить к различиям в качестве преобразования, как показано в таблице.

Типовая схема входного интерфейса

Рис. 2. Типовая схема входного интерфейса

Для трех приведенных вариантов схема согласования импеданса остается примерно одинаковой, но результаты измерения параметров отличаются. Согласование в данном случае достигается при получении наилучших результатов для комбинации параметров, учитывая, что в рассматриваемом проекте требуется ширина полосы более 2,5 ГГц. Это сужает выбор до вариантов 1 и 2, как показано на рис. 3.

Согласование ширины полосы

Рис. 3. Согласование ширины полосы

Сравнивая варианты 1 и 2, легко заметить, что вариант 2 предпочтителен по двум причинам. Во‑первых, неравномерность в полосе 2 ГГц составляет всего 2 дБ, а во‑вторых, требуемый уровень входного сигнала на 3 дБм ниже, чем в первом варианте. Это смягчает требования к усилению сигнала ВЧ в предшествующих каскадах, которое необходимо для получения сигнала полной шкалы на входе быстродействующего преобразователя (на первичной обмотке балуна). Таким образом, вариант 2 обеспечивает лучшее согласование в рассмотренном примере.

 

Заключение

Теоретически преобразователи с быстродействием от 1 GSPS упрощают разработку системы благодаря возможности оцифровки сигнала в широкой полосе, когда требуется работа в нескольких диапазонах или устранение каскада смесителя во входном тракте ВЧ. В то же время поддержание ширины полосы 1 ГГц и выше может создавать трудности при проектировании входного интерфейса преобразователя. Для достижения желаемых результатов в первую очередь важен выбор балуна с хорошим показателем баланса фаз, поскольку он напрямую влияет на характеристики нелинейных искажений второго порядка. После того как выбор балуна сделан, нужно грамотно выполнить топологию печатной платы, не испортив характеристики схемы, а также внимательно отнестись к проектированию согласующей цепи. Следует помнить, что получение оптимальных результатов в конкретном проекте зависит от большого числа параметров.

Литература
  1. Reeder R. Transformer Coupled Front End for Wideband Analog-to-Digital Converters. Analog Dialogue. Vol. 39. № 2.April 2005.
  2. Reeder R. Wideband Analog-to-Digital Converter Front-End Design Considerations: When to Use a Double Transformer Configuration. Analog Dialogue. Vol. 40. July 2006.
  3. Reeder R., Caserta J. Wideband Analog-to-Digital Converter Front-End Design Considerations II: Amplifier or Transformer Drive for the ADC? Analog Dialogue. Vol. 31. № 1. February 2007.
  4. Reeder R., Newman E. AN‑827 Application Note. A Resonant Approach to Interfacing Amplifiers to Switch-Capacitor ADCs. Analog Devices, Inc., 2006.
  5. Reeder R. AN‑742 Application Note. Frequency Domain Response of Switched-Capacitor ADCs. Analog Devices, Inc., 2009.
  6. Gentlle K. AN‑912 Application Note. Driving a Center-Tapped Transformer with a Balanced Current-Output DAC. Analog Devices, Inc., 2007.

Добавить комментарий

Ваш адрес email не будет опубликован. Обязательные поля помечены *