Подписка на новости

Опрос

Нужны ли комментарии к статьям? Комментировали бы вы?

Реклама

 

2004 №5

Повышение эффективности импульсных модуляторов электровакуумных приборов СВЧ с высокой частотой повторения импульсов

Полищук Александр


Проблема получения высокой (более 100 кГц) частоты повторения импульсов в модуляторах усилительных и генераторных электровакуумных приборов СВЧ (ЛБВ, клистронов, магнетронов и т. п.) является очень актуальной, поскольку определяет возможность реализации высоких тактико-технических характеристик современных радаров. Она заключается в необходимости отвода большой мощности рассеивания от ключевых элементов модулятора, находящихся в гермообъеме под высоким потенциалом при жестких требованиях к массе и габаритам радиопередающего устройства. Особенно это актуально для бортовой аппаратуры летательных аппаратов [1, 2].

Традиционно модуляторы строятся по двухтактной схеме, упрощенный вид которой приведен на рис. 1, где: исм, U^, — источники электропитания смещения и превышения (отпирания) управляющего электрода соответственно, VT1, VT2 — ключевые элементы, обеспечивающие поочередную подачу на управляющий электрод соответствующих потенциалов, Сэвп — емкость катода, которая в современных электровакуумных приборах имеет величину 50-300 пФ, Ясм — резистор, обеспечивающий выдачу напряжения смещения в паузе.

Динамические потери, возникающие при перезарядке выходной емкости модулятора С0 = 2Сси и емкости электровакуумного прибора Сэвп, определяются соотношением: где f — частота повторения импульсов. Значение (1исм1 + 1ипр1) может меняться от 1000-3000 В (ЛБВ) до 20000 В (гироклистроны). Очевидно, что при частотах повторения импульсов 100-1000 кГц рассеиваемая мощность на ключевых элементах достигает 100-2000 Вт.

Идея значительного снижения динамических потерь заключается в переводе части мощности, выделяемой при коммутации паразитной емкости в реактивную составляющую. Схема, реализующая данный принцип, приведена на рис. 2, где обозначены: Е — источники напряжения канала смещения, Е=(1исм1+1ипр1)/2, E1 — источник напряжения превышения, Е1 = ипр, VT1, VT2 — ключевые транзисторы двунаправленного коммутатора, VT3, VT4 — ключевые транзисторы фиксации напряжения на вершине импульса и в паузе, L — катушка индуктивности, Сн = (С0 + Сэвп) — эквивалентная емкость нагрузки модулятора.

Рис.1
Рис.1
Рис. 2
Рис. 2

В исходном состоянии Сн заряжена через Исм до уровня напряжения смещения исм = (2Е-Е1), транзисторы VT1 — VT4 закрыты. В момент прихода импульса VT2 открывается и Сн начинает разряжаться через VT2, катушку индуктивности L и встроенный диод транзистора VT1. Этот разряд имеет резонансный характер с амплитудой, приблизительно равной удвоенному перепаду напряжения 2Е на последовательном контуре Таким образом, через четверть периода свободных колебаний в контуре напряжение на нагрузке Сн достигает величины Е1. В этот момент открывается транзистор VT4 и фиксирует это напряжение (формируется вершина импульса). Отметим, что к моменту открывания VT4 напряжение на нем близко к нулю, поэтому процесс его включения происходит практически без потерь. Транзистор VT2 должен закрыться к моменту окончания импульса. В момент окончания импульса VT4 закрывается, а VT1 открывается, обеспечивая через встроенный диод транзистора VT2 перепад напряжения на контуре ИСн, равный Е. Через четверть периода свободных колебаний в контуре напряжение на нагрузке Сн достигает величины 2Е-Е1. В этот момент открывается транзистор VT3 и фиксирует это напряжение (формируется пауза). К моменту открывания VT3 напряжение на нем близко к нулю, поэтому процесс его включения происходит практически без потерь. При скважности более 2 транзистор VT3 может закрываться, а смещение будет обеспечиваться через высокоомный резистор Исм.

Процесс формирования фронта (спада) импульса описывается нелинейным дифференциальным уравнением, в правой части которого стоит описывающая форму импульса на формирующем контуре функция вида: где в — коэффициент, определяющий длительность фронта. График функции (2) приведен на рис. 3. Дифференциальное уравнение для схемы рис. 2 имеет вид:

Рис. 3 где Тф — длительность фронта импульса, возбуждающего формирующий контур. Физически это означает, что формирование возбуждающего импульса должно полностью завершиться до момента достижения контурным током своего максимума. Если a/coc << 1 и выполняется условие (7), то выражение для тока на интервале формирования фронта можно записать в виде:

Рассмотрим потери, возникающие в данной схеме. Их можно разделить на динамические и статические. Динамические потери обусловлены перезарядом выходной емкости С22 транзисторов двунаправленного ключа VT1, VT2:

Статические потери обусловлены протеканием контурного тока (8) через эквивалентное сопротивление транзисторов VT1, VT2:

Как правило, характеристическое сопротивление контура р = 100...200 Ом, современные высоковольтные MOSFET-транзисторы имеют сопротивление в открытом состоянии гси = 2.. .10 Ом, при этом сопротивление одного ключа может достигать 50 Ом. Это не позволяет в полной мере реализовать преимущества квазирезонансного переключения. Поэтому в качестве ключей VT1, VT2 в схеме рис. 2 целесообразно использовать высоковольтные IGBT-транзисторы, у которых эквивалентное сопротивление в открытом состоянии составляет 0,03...0,06 Ом [3], что полностью удовлетворяет условию (17).

График выражения (4) приведен на рис. 3 (сплошной линией) для следующих значений: R = 0,5 Ом, L = 4 мкГн, CH = 300 пФ, в = 2х108. Как видно из рис. 3, длительность фронта формируемого импульса по уровню 0,1...0,9 составляет 100 нс, а его амплитуда практически равна удвоенной амплитуде импульса возбуждения.

При заданных длительности фронта выходного импульса 1ф и величине CH значение L находится по формуле:

На рис. 3 пунктиром показана форма контурного тока ik(t).

Максимума ток достигает в момент времени, равный

Очевидно, что необходимое условие получения максимальной амплитуды импульса имеет вид:

Как следует из выражения (15), схема, приведенная на рис. 2, обеспечивает значительное снижение потерь по сравнению с традиционной схемой (рис. 1). Например, при (1исм1 + 1ипр1) = 3000 B, f = 250 кГц (прямоугольные импульсы типа «меандр»), 1ф = 100 нс, Сэвп = 200 пФ^ = 4 мкГн, R + г = 0,5 Ом, С22 = 50 пФ (4 последовательно соединенных IGBT-транзистора с выходной емкостью 200 пФ каждый), суммарная рассеиваемая мощность в традиционной схеме (рис. 1) — Р1 = 675 Вт, а в схеме на рис. 2 — Р2 = 30,4 Вт.

Как следует из выражения (14), для получения минимальной рассеиваемой мощности необходимо выполнение условия

Литература

  1. Полищук А. Г. и др. Высокоэффективные источники вторичного электропитания радиопередающих устройств СВЧ // Вестник МГТУ им. Н. Э. Баумана, спецвыпуск «Радиоэлектроника». М.: МГТУ им. Н. Э. Баумана, 2000. № 4 (41).
  2. Paul D. Brown, Jeffrey A. Casey. Improvements in Radar Transmitter Performance and Reliability Using High Voltage Solid-State Modulators and Power Supplies. 2002 IEEE International Radar Conference. April 2002.
  3. Силовые полупроводниковые приборы. Книга по применению / Пер. с англ. под ред. В. В. Токарева. Воронеж. 1995.

Скачать статью в формате PDF  Скачать статью Компоненты и технологии PDF

 


Другие статьи по данной теме:

Сообщить об ошибке