Подписка на новости

Опрос

Нужны ли комментарии к статьям? Комментировали бы вы?

Реклама

 

2005 №3

Многоуровневое преобразование напряжения в высоковольтных конверторах

Карташев Евгений


Мы продолжаем разговор о схемотехнике мощных преобразователей. В предыдущей статье («ШИМ инверторы с активной коммутацией выпрямителей» — «КиТ» № 9'2004) указывалось, что в области силовой электроники использование новых схемных решений позволяет создавать устройства с принципиально новыми возможностями. Наверное, силовая электроника остается одной из последних областей техники, где схемотехника еще долго останется востребованной, несмотря на кажущуюся простоту решений, используемых при разработке силовых каскадов. В данной статье мы рассмотрим один из способов построения мощного преобразователя для применения на транспорте. Такие конверторы обычно характеризуются большими весогабаритными показателями, чему способствуют низкие частоты преобразования. Многоуровневая схема преобразования позволяет создавать компактные высоковольтные конверторы, используя при этом стандартные модули IGBT.

Введение

Одним из основных способов снижения габари тов мощных конверторов приводов является повы шение рабочей частоты преобразования. Современ ный малогабаритный конвертор, имеющий высокую эффективность преобразования, должен строиться с использованием новейшей элементной базы, в пер вую очередь транзисторов IGBT. Быстрое развитие этих популярнейших силовых ключей привело к разработке IGBT с рабочим напряжением 3,3, 4,5 и да же 6,5 кВ, выпускаемых рядом ведущих мировых производителей. Однако высоковольтные модули очень дороги, а основная часть выпускаемых в на стоящее время транзисторов и модулей IGBT имеет рабочее напряжение 1200 или 1700 В. Применение компонентов с такими характеристиками возможно при использовании так называемой многоуровне вой топологии построения схем, когда силовые мо дули включаются последовательно. Интересно, что подобное схемное решение может обеспечить даже более высокую эффективность преобразования, чем при применении высоковольтных ключей.

Одним из методов повышения эффективности пре образования является использование режима «плав ного» переключения силовых модулей, к которому относятся режимы коммутации при нулевом токе (ZCS — zero current switching) и нулевом напряжении (ZVS — zero voltage switching). Преимуществом дан ных способов коммутации является отсутствие ди намических потерь — в отличие от режима «жестко го» переключения, когда происходит одновременная коммутация полного тока и напряжения.

На рис. 1 показан вариант реализации многоуровне вой схемы преобразования, работающей в режиме плав ного переключения. Многоуровневый каскад схемы включен в цепь высоковольтного генератора, питаю щего основную шину постоянного тока. Дублирова ние DC-шины в аварийных режимах является одним из требований, предъявляемых в транспортных при менениях. Схема выходной части инвертора построе на по классической топологии UPS, а законы управле ния ключами выбираются таким образом, чтобы ко эффициент мощности цепи 6,6 кВ был равен единице.

Базовая схема среднечастотного конвертора 6,6 кВ/440 В
Рис. 1. Базовая схема среднечастотного конвертора 6,6 кВ/440 В

Частота преобразования для описываемой схемы равна 10 кГц, такая частота является оп тимальной с точки зрения минимизации по терь как IGBT-ключей, так и реальных сило вых трансформаторов.

На рис. 2 приведена упрощенная схема ячей ки преобразователя. Она состоит из конвер тора напряжения Sv и конвертора тока Sc, ра ботающих в цепи переменного тока на часто те fc. Конвертор питается от источника постоянного напряжения Е, а элементы Lc, ec образуют источник переменного тока, рабо тающий на частоте fm. Tr представляет собой идеальный единичный трансформатор, поэто му для токов и напряжений справедливы со отношения ia1 = ia2 = ia и va1 = va2 = va. Ключи Sv способны проводить прямой и обратный ток, а ключи Sc — работать при прямом и об ратном напряжении и пропускать ток в обо их направлениях. Таким образом, описывае мая ячейка является 4-квадрантной, форма то ков и напряжений схемы показана на рис. 2.

Рис. 2. Упрощенная идеализированная схема ячейки преобразователя, идеальные эпюры сигналов
Рис. 2. Упрощенная идеализированная схема ячейки преобразователя, идеальные эпюры сигналов

Для того чтобы обеспечить корректный ре жим плавного переключения, все ключи в кон верторах тока и напряжения должны комму тироваться с одинаковой частотой fc, но с вре менной задержкой τ. Это необходимо для того, чтобы обеспечить запаздывание тока ia от носительно напряжения ua (0 < Τ < 1/2fc). Типичной реализацией ключа Sv является транзистор IGBT с антипараллельным дио дом, работающий в режиме ZVS (Sv на рис. 2), а коммутаторы Sс, работающие в режиме ZCS, могут быть построены на основе двух встреч но параллельно включенных ключей, состоя щих из последовательного соединения IGBT и высоковольтного диода (Sc(a) на рис. 2). Несмотря на повышенные потери проводи мости последовательного включения транзи стора и диода, благодаря отсутствию потерь переключения (при коммутации ZCS) суммар ная эффективность преобразования ключа та кого типа находится на приемлемом уровне. Для реализации Sc(b), показанной на рис. 2, требуется меньшее количество компонентов, так как обратное напряжение здесь блокиру ется внутренним диодом оппозитного ключа.

Изменяя время задержки, можно регулиро вать среднее значение выходного напряжения конвертора <Vc> (рис. 2) в соответствии с выражением:

Vc = E(1 – 4Τfc)

при ic > 0 и Vc = E(1 – 4Τfc)

при ic < 0

Таким образом, для получения требуемого закона изменения Vc и поддержания запазды вания тока ia относительно напряжения va не обходимо изменять значение Τ при изменении знака тока ic. Управление инвертором реали зуется с помощью обычной ШИМ-модуляции, использующей в качестве опорного пилооб разный сигнал. Такой простейший способ уп равления позволяет производить реверсив ный обмен энергией между источниками на пряжения и тока и независимо управлять знаком напряжения Vc и тока ic.

Для обеспечения синусоидальной формы изменения Vc параметры источников тока и напряжения должны удовлетворять следу ющим законам:

ic = I*sin(2Πfm)

ec = Ec*sin(2Πfm + Φ)

vc = <Vc> = mE*sin(2Πfm + Ψ)

На основе приведенных выражений можно вывести формулу для задержки Τ:

Τ = (1 – sgn(ic)*m*sin(2Πfmt + Ψ))/(4fc)

где sgn(ic) равен 1 при ic > 0; –1 при ic > 0; 0 при i<sub>c = 0

На рис. 3 показана векторная диаграмма и упрощенная модель описываемой ячейки конвертора. Диаграмма и схема модели, опи сывающей поведение конвертора, помогают установить связь между членами приведен ных выше формул:

Векторная диаграмма, модель идеальной ячейки, результаты моделирования
Рис. 3. Векторная диаграмма, модель идеальной ячейки, результаты моделирования

mE*cosΨ = Ec*cosΦ

mE*sin♠ = LcωmI + Ec*sinΦ

Для того чтобы получить единичный коэф фициент мощности в цепи переменного тока, угол Φ должен быть равен π. Приведенная вы ше система уравнений позволяет определить значения параметров m и Ψ. На рис. 3 показа ны эпюры, полученные в результате модели рования идеальной ячейки, выполненного для следующих условий: Ec = 1000 B, I = 50 A, fm = 50 Гц, fc = 10 кГц, Lc = 5 мГн.

Классический многоуровневый инвертор (называемый в иностранной литературе Н-multilevel inverter) состоит из n независи мых ШИМ-инверторов напряжения с одина ковым законом управления каждой ячейкой. Между импульсами управления ячеек долж на быть временная задержка, равная T/n, где T— период ШИМ.

Выходное напряжение такого инвертора представляет собой n-уровневый сигнал, име ющий частоту пульсаций, в n раз превышаю щую частоту ШИМ. Основной сложностью аппаратной реализации подобной схемы является необходимость наличия независимых источников постоянного напряжения для пи тания каждой ячейки.

В схеме, рассматриваемой в настоящей ста тье, осуществляется прямое DC/AC-преобра зование посредством трансформатора, а полу чаемая форма напряжения аналогична полу чаемой при обычном ШИМ-преобразовании, так как в обоих случаях используются анало гичные законы управления. Временная задерж ка между импульсами управления в данном случае составляет tcn = 1/2nfc, поскольку рабо чая частота равна 2fc. Эпюры напряжения, по лученные при моделировании конвертора, со стоящего из 3 ячеек, показаны на рис. 4. На том же рисунке показаны формы напряжений Vc и тока ic за 1 период модуляции.

Результаты моделирования однофазного 3 уровневого конвертора с идеальными ячейками
Рис. 4. Результаты моделирования однофазного 3"уровневого конвертора с идеальными ячейками

Для того чтобы обеспечить режим плавного переключения в схеме ячейки инвертора, пока занной на рис. 5, параллельно каждому из тран зисторов установлены конденсаторы С1...С4, а между вторичной обмоткой трансформатора и конвертором тока включена индуктивность Lf. Таким образом, реализуются режимы ZVS и ZCS. Кроме того, параллельно первичной об мотке трансформатора подключена индуктив ность Lm, необходимая для того, чтобы поддер живать необходимый ток даже в случае если конденсаторы разрядятся. Элементы Lf и Lm мо гут рассматриваться как индуктивность рассе яния и индуктивность намагничивания транс форматора, а вместе с емкостями С1...С4 они образуют снабберную цепь. Как было показа но выше, наличие конденсаторов и индуктив ности Lf позволяет независимо управлять значениями тока и напряжения схемы, а значения этих компонентов влияют на характеристики конвертора. Во-первых, они ограничивают по тери переключения, обеспечивая режим плав ного переключения и исключая одновремен ную коммутацию полного тока и напряжения. Во-вторых, ограничение скорости нарастания сигналов способствует снижению уровня пере напряжений на паразитных индуктивностях, снижению токовых перегрузок из-за паразит ных емкостей и улучшает электромагнитную совместимость. Наличие паразитных распреде ленных индуктивностей и емкостей является серьезной проблемой для мощных импульсных преобразователей, а присутствие в схеме транс форматора делает задачу еще более сложной, так как емкость между обмотками может иметь существенную величину.

Схема ячейки преобразователя, эпюры сигналов
Рис. 5. Схема ячейки преобразователя, эпюры сигналов

В рассматриваемой топологии двухуровне вого конвертора входной инвертор напряжения работает в режиме коммутации при нулевом напряжении (ZVS), а выходной конвертор то ка — в режиме коммутации при нулевом токе (ZCS). В данной схеме снабберные цепи оказы вают на форму выходного напряжения смешан ное воздействие. Эпюры, приведенные на рис. 5, показывают разницу реальных и идеальных сиг налов, вызванную наличием снабберов.

Выбор номиналов элементов снабберов дол жен определяться оптимальным балансом меж ду достижением максимальной мощности и обеспечением безопасных режимов работы ключевых элементов. Для заданных выше ус ловий эксплуатации этим требованиям удов летворяет следующее сочетание номиналов:

  • С = 15 нФ (снабберный конденсатор для обеспечения режима ZVS);
  • Lf = 10 мкГн (снабберная индуктивность для обеспечения режима ZСS);
  • Lm = 10 мГн.

Приведенные номиналы индуктивностей обеспечивают устойчивую работу в режиме плавного переключения при использовании в качестве Tr обычного среднечастотного трансформатора. Кроме того, благодаря нали чию индуктивности Lm токовые перегрузки при заряде конденсаторов не превышают но минального значения тока ic более чем на 10%. Для типового значения времени выключения IGBT tf = 100 нс указанное значение емкости позволяет более чем на 98% снизить потери выключения. Однако эти значения в любом случае являются усредненными, базовыми, и при разработке реальной схемы, как прави ло, требуется их коррекция.

Результаты моделирования эквивалентной схемы и измерений, произведенных на ре альном устройстве без корректирующей об ратной связи и с ней, приведены на рис. 6. Эпюры токов icmod и ic на рис. 6а показывают влияние снабберов, которое особенно замет но при переходе тока через нулевое значение. Для улучшения формы выходного сигнала применяется соответствующая корректирую щая цепь, изменяющая время задержки по оп ределенному закону. При этом необходимо учесть, что такая обратная связь вносит запаз дывание, которое может отразиться на устой чивости системы. Алгоритм формирования корректирующего сигнала является достаточно сложным [2]. Форма корректирующего сиг нала управления в районе нулевого тока по казана на рис. 6с.

Результаты моделирования и измерений в схеме без учета корректирующей обратной связи и с коррекцией
Рис. 6. Результаты моделирования и измерений в схеме без учета корректирующей обратной связи и с коррекцией

Как было указано в начале статьи, одной из главных задач при разработке данного пре образователя являлось повышение рабочей ча стоты, что необходимо для улучшения формы сигнала и уменьшения номиналов пассивных компонентов фильтров. Однако повышение рабочей частоты приводит также к ограниче нию рабочей области преобразователя (зона, ограничивающая значение максимального ко эффициента модуляции mmax). В результате основной целью разработки становится дости жение оптимальной выходной характеристи ки, определяемой амплитудой тока ic, углом задержки Φ между током bic и напряжением ec и амплитудой тока пульсаций ic. Результаты подбора оптимального сочетания параметров, произведенные с помощью программы Matlab, показаны на рис. 7. На эпюрах рис. 7а показа на рабочая область при двух значениях рабо чей частоты. Графики на рис. 7b демонстриру ют, как изменение значения частоты в преде лах 0,4–1,6 от номинального значения (10 кГц) позволяет минимизировать параметр Е при Ec = 1000 В, ¶ = Π,δic/ic = 10% и 20%. И нако нец, на рис. 7с показана зависимость парамет ра Е от угла Φ при постоянном значении δic.

Оптимизация рабочей частоты преобразователя
Рис. 7. Оптимизация рабочей частоты преобразователя

Заключение

В данной статье описаны теоретические ос новы реализации двухуровневого инвертора с широтно-импульсной модуляцией. Мы убе дились, что использование режима мягкого переключения, сочетающего коммутацию си ловых ключей при нулевом напряжении и ну левом токе, позволяет резко снизить потери переключения и использовать повышенную рабочую частоту.

Литература

  1. A. Rufer, N. Schibli, Ch. Briguet. A direct coupled 4-Quadrant multilevel converter for 16 2/3 Hz traction systems. IEE. 1996. No. 429.
  2. C. Chabert, A. Rufer. Multilevel converter with 2-stage conversion. Institut de recherche de l'Ecole navale. 2002.
  3. N. Schibli, T. Nguyen, A. Rufer. A three-phase multilevel converter for high power induction motors // IEEE on Power Electronic. 1998. Vol. 13. No 5.

Скачать статью в формате PDF  Скачать статью Компоненты и технологии PDF

 


Другие статьи по данной теме:

Сообщить об ошибке