Подписка на новости

Опрос

Нужны ли комментарии к статьям? Комментировали бы вы?

Реклама

 

2003 №3

Характеристики и особенности применения драйверов MOSFET и IGBT

Колпаков Андрей


В настоящее время ряд фирм, таких как International Rectifier, Agilent Technologies (Hewlett Packard), EUPEC, SEMIKRON, выпускает широкую гамму устройств, предназначенных для управления одиночными транзисторами, полумостами и мостами - двух- и трехфазными. Номенклатура выпускаемых MOSFET- и IGBT-транзисторов растет лавинообразно, также как и номенклатура драйверов, поэтому данная статья ставит своей задачей помочь разработчику в выборе наиболее подходящего компонента для решения конкретной задачи.

Драйверы International Rectifier

Фирма International Rectifier (IR) давно и хорошо известна в России как производитель силовых транзисторов и интегральных микросхем управления.

Выпускаемые IR драйверы предназначены для работы в любых конфигурациях силовых каскадов в диапазоне мощности до 3–5 кВт. Технология производства микросхем управления HVIC вобрала в себя все достижения высоковольтных технологий, поэтому будет логично начать обзор с продукции этой фирмы. В таблице 1 представлены основные типы драйверов производства IR. В таблицу не включены драйверы электронных балластов, контроллеры вторичных источников питания, интеллектуальные силовые ключи и некоторые специализированные типы микросхем.

Таблица 1. Драйверы MOSFET и IGBT компании International Rectifier
Тип драйвера Назначение Напряжение, В Ток вкл./выкл., А td on/off, нс tdt, мкс Примечание
IR2117
IR2118
Драйвер верхнего плеча 600 0,2/0,42 125/105 UVLO
IR2122 Драйвер верхнего плеча 500 0,11/0,11 250/200 - OCP, UVLO
IR2125 Драйвер верхнего плеча 500 1/2 150/150 - OCP, UVLO
IR2127
IR21271
Драйвер верхнего плеча 600 0,2/0,42 200/150 - OCP, UVLO
IR2128 Драйвер верхнего плеча инвертирующий 600 0,2/0,42 200/150 - OCP, UVLO
IR1210 Сдвоенный драйвер нижнего плеча 6–20 1,5/1,5 85/65 -  
IR2121 Драйвер нижнего плеча 10–25 1/2 150/150 - OCP, UVLO
IR4426
IR4427
IR4428
Сдвоенный драйвер нижнего плеча 6–20 1,5/1,5 85/65 -  
IR2103 Драйвер полумоста c одним входом 600 0,13/0,27 600/150 0,5 SD, UVLO
IR2104 Драйвер полумоста c одним входом 600 0,1/0,21 600/90 0,5 SD, UVLO
IR2105 Драйвер полумоста c одним входом 600 0,13/0,27 680/150 0,5 SD, UVLO
IR2109
IR21091
IR2189
IR2302
Драйвер полумоста c одним входом 600 0,12/0,25 180/180 0,5 SD, UVLO
IR21094 Драйвер полумоста c одним входом 600 0,12/0,25 180/180 0,5–3 SD, UVLO
Регулировка tdt
IR2108 Независимый драйвер верхнего и нижнего плеча полумоста 600 0,12/0,25 180/180 0,5 SD, UVLO
IR21084 Независимый драйвер верхнего и нижнего плеча полумоста 600 0,12/0,25 180/180 0,5–3 SD, UVLO
Регулировка tdt
IR21083 Независимый драйвер верхнего и нижнего плеча полумоста 600 1,7/1,7 180/180 0,5 SD, UVLO
IR210834 Независимый драйвер верхнего и нижнего плеча полумоста 600 1,7/1,7 180/180 0,5–3 SD, UVLO
Регулировка tdt
IR2184 Независимый драйвер верхнего и нижнего плеча полумоста 600 1,7/1,7 680/180 0,5 SD, UVLO
IR21844 Независимый драйвер верхнего и нижнего плеча полумоста 600 1,7/1,7 680/180 0,5–3 SD, UVLO
Регулировка tdt
IR2110 Независимый драйвер верхнего и нижнего плеча полумоста 500 2/2 120/94 - SD, UVLO
IR2111 Драйвер полумоста c одним входом 600 0,2/0,42 850/150 0,7 UVLO
IR2112 Независимый драйвер верхнего и нижнего плеча полумоста 600 0,2/0,42 125/105 - SD, UVLO
IR2113 Независимый драйвер верхнего и нижнего плеча полумоста 600 2/2 120/94 - SD, UVLO
IR2113 Независимый драйвер верхнего и нижнего плеча полумоста 600 2/2 120/94 - SD, UVLO
IR2151
IR2152
Автоколебательный драйвер полумоста 600 0,1/0,21 - 1,2 Скважность 50%
IR2153 Автоколебательный полумостовой драйвер 600 0,21/0,42 - 1,2 Скважность 50%
IR21531 Автоколебательный полумостовой драйвер 600 0,21/0,42 - 0,6 Скважность 50%
IR2155 Автоколебательный полумостовой драйвер 600 0,21/0,42 - 1,2 Скважность 50%
IR2156 Автоколебательный полумостовой драйвер балласта 600 0,21/0,42 - 1,2 Скважность 50%
IR2010 Независимый драйвер верхнего и нижнего плеча 200 3/3 95/65 -  
IR2101
IR2102
Независимый драйвер верхнего и нижнего плеча 600 0,1/0,21 130/90 - UVLO
IR2106
IR21064
IR2107
IR21074
IR2301
Независимый драйвер верхнего и нижнего плеча 600 0,12/0,25 180/180 -  
IR2181
IR21814
Независимый драйвер верхнего и нижнего плеча полумоста 600 1,7/1,7 180 -  
IR2213 Независимый драйвер верхнего и нижнего плеча полумоста 1200 1,7/2 280/220 - SD
IR2214 Независимый драйвер верхнего и нижнего плеча полумоста 1200 2/3 240/240 0,3 UVLO, SSD, DESAT
IR2130 Драйвер трехфазного моста 600 0,2/0,42 675/425 2,5 OCP, UVLO
IR2131 Драйвер трехфазного моста 600 0,2/0,42 1300/600 0,7 OCP, UVLO, SD
IR2132 Драйвер трехфазного моста 600 0,2/0,42 675/425 0,8 OCP, UVLO
IR2133
IR2135
Драйвер трехфазного моста 600 0,2/0,42 700/700 0,2 OCP, UVLO
IR2136

IR21362
IR21363
IR21365
Драйвер трехфазного моста 600 0,12/0,25 400/400 0,4 OCP, UVLO
IR2137 Драйвер трехфазного моста 600 0,2/0,46   0,2 UVLO, SSD, DESAT, BRAKE
IR2233
IR2235
Драйвер трехфазного моста 1200 0,2/0,42 700/700 0,2 OCP, UVLO
t don/off — время задержки включения/выключения;
ОСР (Over Current Protection) — защита от перегрузки по току;
UVLO (Under Voltage LockOut) — защита от падения напряжения управления;
SD (Shut Down) — вход отключения;
SSD (Soft Shut Down) — «плавное» отключение транзисторов в режиме перегрузки;
DESAT (Desaturation) — защита от выхода транзисторов из насыщения.
BRAKE — каскад управления тормозным транзистором;

Структурная схема драйверов IR

К схеме управления затвором предъявляются следующие требования:

  • Напряжение затвора при отпирании должно быть на 10–15 В выше напряжения стока MOSFET (коллектора IGBT), то есть для транзистора верхнего плеча напряжение управления должно быть на 10–15 В выше напряжения шины питания.
  • драйвер должен управляться логическим сигналом, связанным с сигнальной шиной общего провода, соответственно драйвер верхнего плеча должен иметь высоковольтный каскад сдвига уровня.
  • Мощность, рассеиваемая схемой управления, должна быть пренебрежимо малой по сравнению с общей мощностью рассеяния.
  • Схема управления должна обеспечивать токи перезаряда цепи затвора, гарантирующие динамические характеристики транзистора.

В таблице 2 приведены основные схемные решения, применяемые для решения перечисленных задач.

Таблица 2. Конфигурации драйверов верхнего плеча
Описание Базовая схема Особенности
Драйвер с «плавающим» источником питания Длительность импульса управления не ограничена. Изолированный источник требуется для каждоготранзистора верхнего плеча. Необходим высоковольтный быстродействующий каскад сдвига уровня.
Импульсный трансформатор Простое и дешевое решение. Длительность импульса управления ограничена. Частота переключения ограничена паразитными параметрами обмоток.
Зарядовый насос Сложный контроль напряжения и длительности импульса управления затвором. Может использоваться в простых релейных схемах с небольшими перепадами напряжения.
Бутстрепное питание Простое и дешевое решение. Длительность импульса управления ограничена номиналом бутстрепного конденсатора. Необходимы условия для его постоянного заряда. Необходим высоковольтный быстродействующийкаскад сдвига уровня.

В драйверах, производимых компанией IR, принята базовая схема, имеющая высоковольтный быстродействующий каскад сдвига уровня и получающая питание от бутстрепной емкости или «плавающего» источника.

Основными преимуществами микросхем управления IR являются минимальные габариты, низкое потребление и полный набор конфигураций: одиночные драйверы верхнего и нижнего плеча, полумостовые и трехфазные мостовые. В зависимости от типа кристаллов время включения ton и выключения toff микросхем IR составляет 25–120 нс и 15–80 нс соответственно, что обеспечивает работу в диапазоне частот до сотен килогерц.

Выходные токи драйверов IR позволяют использовать их в силовых преобразовательных устройствах мощностью до 3–5 кВт — это диапазон, где позиции IR традиционно сильны и для которого выпускается широкая гамма транзисторов и модулей.

Структурная схема драйвера IR2110

Приведенная на рис. 1 схема полумостового драйвера IR2110 иллюстрирует основные схемные решения, заложенные в микросхемах управления IR. Драйвер содержит каскады, предназначенные для нормирования входных логических сигналов, каскад сдвига уровня, выходные каскады управления изолированными затворами и устройство контроля напряжения управления UVLO. Входы драйверов IR совместимы с уровнями сигналов TTL/CMOS, уровень логической единицы некоторых микросхем (IR211x, IR215x) изменяется пропорционально напряжению питания VDD входного каскада, у остальных (IR210x, IR212x, IR213x) пороговые уровни являются стандартными для TTL-сигналов. Как правило, на входе устанавливается триггер Шмидта, осуществляющий нормирование фронтов входных сигналов и имеющий ширину гистерезиса, примерно равную 10% от напряжения питания VDD.

Полумостовые драйверы могут иметь независимые входы верхнего и нижнего плеча или запрещать одновременное включение обоих транзисторов полумоста. Как правило, такие микросхемы формируют время задержки переключения (t dt), необходимое для исключения сквозных токов. Время t dt может быть фиксированным или задаваться с помощью внешних элементов. Время задержки включения/выключения для каналов драйвера должно быть согласовано, уровень согласования указывается в технических характеристиках.

Ряд микросхем имеет вход стробирования (SD — shut down), предназначенный для отключения выходных сигналов.

После триггера Шмидта входные сигналы поступают на трансляторы уровня. Эти узлы, имеющие высокую помехозащищенность, позволяют согласовать логический сигнал, связанный с сигнальным общим проводом, с силовой минусовой шиной питания. Трансляторы уровня также содержат импульсный фильтр, не пропускающий сигналы с длительностью менее 50 нс.

Схема защиты от падения напряжения управления UVLO присутствует почти во всех выпускаемых в мире драйверах. Она необходима для предотвращения линейного режима работы транзистора и обычно имеет уровень срабатывания 8–11 В.

Каскад сдвига уровня предназначен для передачи логического сигнала схеме управления транзистором верхнего плеча. IR выпускает микросхемы, рассчитанные на перепад напряжения от –5 до 600 и 1200 В (серия IR22xx). Каскад сдвига уровня содержит генератор, вырабатывающий узкие импульсы, совпадающие с фронтами входного логического сигнала, дискриминатор импульсов и триггер-защелку (RS), формирующий сигнал управления выходным каскадом. Такая схема позволяет резко снизить ток потребления верхнего каскада драйвера.

Дискриминатор требуется для повышения устойчивости драйвера к воздействию переходных перенапряжений dV/dt, возникающих из-за больших скоростей переключения. Благодаря наличию дискриминатора драйверы IR способны устойчиво работать при значениях dV/dt до 50 В/нс. При более высоких скоростях может произойти защелкивание драйвера — это одна из самых серьезных проблем, присущих высоковольтным схемам управления, не имеющим гальванической развязки [9, 10].

Поскольку для надежного открывания транзистора верхнего плеча напряжение питания верхнего каскада драйвера должно быть выше шины питания, как минимум, на величину UVLO, обычно для питания верхних каскадов драйверов применяют изолированные источники. Важным преимуществом драйверов IR является то, что благодаря чрезвычайно малому собственному току потребления драйвера питание может осуществляться с помощью бутстрепных емкостей. Именно они обеспечивают необходимый ток перезаряда емкостей затвора управляемого транзистора.

Естественно, что это допустимо только в импульсном режиме работы. Номинал бутстрепной емкости зависит от характеристик затвора транзистора и максимальной требуемой длительности импульса управления. Заряд бутстрепной емкости CBOOT происходит через диод VB от низковольтного источника питания VCC, когда закрывается транзистор верхнего плеча полумоста и выход полумоста (вывод VS драйвера) оказывается (при индуктивной нагрузке) ниже потенциала силового общего провода на величину напряжения отпирания оппозитного диода. В документации IR указывается, что допускается смещение вывода VS относительно вывода COM на –5 В.

Для расчета значения бутстрепной емкости CBOOT компания IR рекомендует следующую формулу [5, 6]:

где:

Q g — заряд затвора транзистора верхнего плеча;
f — частота следования импульсов ШИМ;
V cc — напряжение питания;
V f — прямое падение напряжения на диоде зарядового насоса (VB на рис. 1);
V ls — падение напряжения на транзисторе нижнего уровня в полумостовой схеме;
I gbs — ток затвора в статическом режиме;
I сbs(leak) — ток утечки бутстрепного конденсатора;
Q ls — заряд, необходимый для сдвига уровня за один импульс (5 нК для микросхем на 600 Ви 20 нК для микросхем на 1200 В).

Бутстрепный диод должен быть высоковольтным, его обратное напряжение определяется напряжением питания силовой шины.

Кроме того, для нормальной работы в режиме ШИМ он должен быть быстродействующим, иметь малый ток утечки и обратного восстановления. Его средний прямой ток зависит от характеристик затвора и рабочей частоты, но, как правило, не превышает 50 мА.

Выходные каскады драйверов IR обычно выполнены на N-канальных полумостах или паре N- и P-канальных полевых транзисторов.

В зависимости от типа микросхемы ток включения-выключения затвора для драйверов IR находится в диапазоне 0,12–2 А. В общем случае этого хватает для управления транзисторами MOSFET и IGBT с током коллектора до 50 А. Конечно, разработчик должен очень внимательно отнестись к выбору схемы управления для конкретного транзистора с учетом заряда затвора Qg, а также требований по быстродействию и динамическим потерям.

Мы уже упоминали о явлении защелкивания, свойственном высоковольтным драйверам. Производители драйверов (в том числе и IR) умалчивают об этой проблеме, несмотря на многочисленные публикации, например [10]. Однако в технических характеристиках микросхем IR можно встретить указания о повышенной стойкости к защелкиванию (latch immunity) и наведенному перенапряжению (dV/dt immunity). В документации на драйверы IXYS встречается примечание Lutch-Up Protected (защита от защелкивания). Это косвенно свидетельствуют о том, что проблема признается производителями, соответственно, принимаются меры к устранению защелкивания. Опыт эксплуатации подобных микросхем показывает, что это действительно так.

Механизм возникновения защелки можно объяснить с помощью схемы, приведенной на рис. 2, где показан типичный выходной каскад драйвера, образованный комплиментарной парой КМОП-транзисторов MP1 и MN1. В схеме присутствуют паразитные биполярные двухколлекторые транзисторы OP1, ON1, OP2, ON2, связанные с активными КМОП-транзисторами и их внутренними диодами.

Паразитные биполярные структуры выходного каскада драйвера

Именно эти биполярные транзисторы и формируют триггерную PNPN-структуру, приводящую к защелкиванию.

Из приведенной схемы видно, что если выходное напряжение драйвера Vout станет выше напряжения питания Vcc (или ниже Vcom) на величину напряжения отпирания биполярного транзистора Vbe, то откроется один из паразитных биполярных транзисторов, и защелкнется триггер, закоротив питание драйвера. Ток, протекающий при этом, достаточен, чтобы разрушить металлизацию интегральной схемы.

Описанный выше процесс может быть вызван переходными перенапряжениями, возникающими из-за наличия паразитных распределенных индуктивностей в силовых цепях.

В частности, если потенциал выхода драйвера Vs окажется ниже потенциала силового общего провода на определенную величину, может произойти защелкивание. Технология HVIC, используемая в драйверах IR, обеспечивает высокую стойкость к dV/dt, особенно в микросхемах последних поколений. Гарантированная величина дифференциального напряжения на выводе Vs, не приводящая к отказу, составляет –5 В относительно вывода COM.

Наиболее опасными с точки зрения защелкивания являются режимы короткого замывания (Short Circuit) или перегрузки по току (Over Current), при которых значение dI/dt, а соответственно, и dV/dt, максимально.

Для исключения возможности защелкивания следует соблюдать правила, приведенные ниже:

  1. Необходимо минимизировать паразитные параметры линий связи.
    1.1. Связи силовых транзисторов полумоста должны иметь минимальную длину. Не допускаются петли и перегибы.
    1.2. Силовые шины питания и выходные цепи по возможности следует выполнять в виде многослойной медной шины.
    1.3. Конденсатор по силовой шине питания должен располагаться максимально близко к транзисторам полумостаи должен иметь минимальное значение ESL (эквивалентная последовательная индуктивность).
  2. Необходимо правильно соединять схему управления с силовыми транзисторами.
    2.1. Сигнальные цепи управления и силовые шины не должны иметь общих участков.
    2.2. Соединение выходов драйвера с выводами силовых транзисторов (затвор-исток MOSFET или затвор-эмиттер IGBT) должны быть прямыми и иметь минимальную длину.
    2.3. При невозможности установки драйвера рядом с силовым транзистором связь должна выполняться витыми прямыми проводами.
  3. Необходимо правильно выбирать параметры компонентов.
    3.1. Бутстрепный конденсатор CBOOT должен иметь низкий ток утечки и малое значение ESR (эквивалентное последовательное сопротивление).
    3.2. Конденсатор, устанавливаемый по питанию драйвера Vcc, должен располагаться рядом с драйвером и иметь малое значение ESR. Номинал его должен быть в 10 раз больше, чем у CBOOT.

Если вероятность защелкивания сохраняется, несмотря на правильную топологию силового каскада, следует снижать dV/dt. Для этого можно увеличить сопротивление затвора или применить RC-снаббер, ограничивающий скорость нарастания напряжения. На рис. 3 показано, как снижается уровень отрицательного перенапряжения вывода Vs драйвера при увеличении резистора затвора Rg. Естественно, что при этом возрастает время переключения и динамические потери. Для вычисления мощности, рассеиваемой при переключении, служит график зависимости энергии потерь от резистора затвора Ets=f(Rg), приводимый в справочных данных на транзистор.

Влияние импеданса цепи управления затвором на смещение Vs

Защита от перегрузки по току

Режимы короткого замыкания

Кроме адекватного управления цепью затвора, основной функцией драйверов является защита от перегрузки по току и короткого замыкания (КЗ). Для лучшего понимания работы схемы защиты необходимо проанализировать поведение силовых транзисторов в режиме КЗ. Причины возникновения токовых перегрузок разнообразны. Чаще всего это аварийные случаи, такие, как пробой на корпус или замыкание нагрузки.

Перегрузка может быть вызвана и особенностями схемы, например, переходным процессом или током обратного восстановления диода оппозитного плеча. Такие перегрузки должны быть устранены схемотехническими методами: применением цепей формирования траектории (снабберов), выбором резистора затвора, изоляцией цепей управления от силовых шин и др.

Включение транзистора при коротком замыкании в цепи нагрузки

Принципиальная схема и эпюры напряжения, соответствующие этому режиму, приведены на рис. 4 а) и 5. Все графики получены при моделировании схем с помощью программы PSPICE A/D. Для анализа были использованы модели транзисторов MOSFET и IGBT фирмы IR и макромодели драйверов, разработанные автором статьи.

Режимы короткого замыкания

Максимальный ток в цепи коллектора транзистора ограничен напряжением на затворе и крутизной транзистора. Из-за наличия емкости в цепи питания, внутреннее сопротивление источника питания не влияет на ток КЗ. В момент включения ток в транзисторе нарастает плавно из-за паразитной индуктивности LS в цепи коллектора (средний график на рис. 5). По этой же причине напряжение имеет провал (нижний график). После окончания переходного процесса к транзистору приложено полное напряжение питания, что приводит к рассеянию огромной мощности в кристалле. Режим КЗ нужно прервать через некоторое время, необходимое для исключения ложного срабатывания. Это время обычно составляет 1–10 мкс. Естественно, что транзистор должен выдерживать перегрузку в течение этого времени.

Включение транзистора в режиме КЗ

Короткое замыкание нагрузки у включенного транзистора

Принципиальная схема и эпюры напряжения, соответствующие этому режиму, приведены на рис. 4 b) и рис. 6. Как видно из графиков, процессы в этом случае происходят несколько иначе. Ток, как и в предыдущем случае, ограниченный параметрами транзистора, нарастает со скоростью, определяемой паразитной индуктивностью Ls (средний график на рис. 6). Прежде чем ток достигнет установившегося значения, начинается рост напряжения Vce (нижний график). Напряжение на затворе возрастает за счет эффектаМиллера (верхний график). Соответственно возрастает и ток коллектора, который может превысить установившееся значение. В этом режиме кроме отключения транзистора необходимо предусмотреть и ограничение напряжения на затворе.

Короткое замыкание нагрузки включенного транзистора

Как было отмечено, установившееся значение тока КЗ определяется напряжением на затворе. Однако уменьшение этого напряжения приводит к повышению напряжения насыщения и, следовательно, к увеличению потерь проводимости. Устойчивость к КЗ тесно связана и с крутизной транзистора. Транзисторы IGBT с высоким коэффициентом усиления по току имеют низкое напряжение насыщения, но небольшое допустимое время перегрузки. Как правило, транзисторы, наиболее устойчивые к КЗ, имеют высокое напряжение насыщения и, следовательно, высокие потери.

Допустимый ток КЗ у IGBT гораздо выше, чем у биполярного транзистора. Обычно он в 2 раза превышает номинальный ток коллектора при допустимых напряжениях на затворе (требование области безопасной работы). Этот параметр оговаривается в справочных данных на транзисторы и называется Short Circuit Ration, а допустимое время перегрузки — tsc (Short Circuit Withstand Time).

Рассмотрим методы защиты транзисторов в режимах перегрузки на примере интегральных драйверов International Rectifier, Motorola и Hewlett Packard.

Применение драйверов для защиты от перегрузки

Драйверы верхнего плеча

На рис. 7 приведена структурная схема, а на рис. 8. — типовая схема подключения драйвера IR2125 с использованием функции защиты от перегрузки. Для этой цели используется вывод 6 (CS). Напряжение срабатывания входа защиты — 230 мВ. Для измерения тока в эмиттере установлен резистор RSENSE,номинал которого и делитель R1, R4 определяют ток защиты.

Структурная схема драйвера IR2125
Схема включения IR2125

Как было указано выше, если при появлении перегрузки уменьшить напряжение на затворе, период распознавания аварийного режима может быть увеличен. Это необходимо для исключения ложных срабатываний. Данная функция реализована в микросхеме IR2125. Конденсатор С1, подключенный к выводу 3 (ERR), определяет время анализа состояния перегрузки. При С1=300 пФ время анализа составляет около 10 мкс (оно определяется выходным током таймера и пороговым напряжением компаратора ERR — см. рис. 7). На это время выходной буфер драйвера переключается на управление от дифференциального усилителя, напряжение на затворе снижается, а ток коллектора ограничивается на безопасном уровне.

Если состояние перегрузки не прекращается, то через 10 мкс транзистор отключается полностью.

Дополнительная помехозащищенность обеспечивается схемой задержки, которая включает схему защиты через 500 нс после возникновения перегрузки.

Отключение защиты происходит при снятии входного сигнала, что позволяет пользователю организовать циклическую схему сброса при перегрузке. При использовании такой схемы защиты особое внимание следует уделить выбору времени повторного включения, которое должно быть больше тепловой постоянной времени кристалла силового транзистора. Тепловая постоянная времени определяется по графику теплового импеданса ZthJC, приводимому в технических характеристиках.

Драйверы трехфазного моста

Микросхемы управления полным 3-фазным мостом — наиболее интересные изделия в гамме драйверов IR. Это микросхемы серий IR213* на напряжение 600 В и IR223* на напряжение 1200 В. Драйверы в такой конфигурации довольно редко встречаются у других производителей, поэтому есть смысл остановиться на них поподробнее.

Микросхемы серий IR213* и IR223* имеют схожую структуру и обеспечивают ток включения/выключения не более 0,2/0,4 А. Все они имеют защиту от перегрузки по току и от снижения питающих напряжений как по основному питанию Vcc, так и по напряжению питания верхних каскадов. Некоторые драйверы содержат встроенный линейный усилитель тока нагрузки, что позволяет вырабатывать сигналы обратной связи по току 3-фазного моста. Отличаются микросхемы серии сервисными функциями и значением времени задержки tdt (deadtime) между включением транзисторов верхнего и нижнего плеча для исключения сквозных токов (см. табл. 1).

Наиболее интересной в гамме драйверов 3-фазного моста является новая микросхема IR2137 [2], имеющая, в отличие от прочих, защиту транзисторов верхних плеч от выхода из насыщения (DESAT), раздельные цепи включения/выключения затвора, режим плавного отключения выходных транзисторов SSD (Soft Shut Down) и каскад управления тормозным транзистором (BRAKE).

Серьезной опасностью при использовании мостовых схем является пробой выхода усилителя на заземленный корпус. При этом ток перегрузки течет минуя измерительный резистор и встроенная защита драйвера не реагирует на него. На рис. 9 показан путь протекания тока КЗ при замыкании нагрузки и пробое на корпус.

Режимы короткого замыкания нагрузки

Обычно для защиты во втором случае применяются токовые трансформаторы в выходных цепях или шунты в цепи силового питания. В обоих случаях это означает усложнение схемы и снижение ее эффективности. В микросхеме IR2137 кроме стандартной защиты от перегрузки по суммарному току 3-фазного моста предусмотрена защита верхних транзисторов от выхода из насыщения. На рис. 10 приведен фрагмент схемы управления транзистором верхнего плеча драйвера IR2137. При появлении на любом из входов DESAT (DESATURATION — выход из режима насыщения) напряжения, превышающего пороговое значение (5 В), все транзисторы моста запираются. Причем выключение транзисторов происходит не мгновенно, а по заданной траектории, формируемой схемой плавного отключения SSD. Ток затвора при отключении задается резистором RSSD. Такой режим необходим для исключения перенапряжений, возникающих при резком запирании транзисторов из-за большого значения dI/dt. Как показывают испытания, перенапряжения, возникающие при срабатывании защиты, могут достигать уровня, приводящего к выходу транзисторов из строя.

Структурная схема верхнего плеча драйвера IR2137

Кстати, по этой причине в документации ряда фирм указывается допустимое количество КЗ за время службы элемента. Сказанное иллюстрируется графиками рис. 11. Видно, что на левой эпюре, где показан процесс мгновенного отключения транзисторов, уровень перенапряжения VCE(surge) гораздо выше.

Переходное перенапряжение при закрывании транзистора при «жестком» и «мягком» режимах отключения

Интересной особенностью микросхемы IR2137 является также разделение каналов включения и выключения затвора, что позволяет оптимизировать потери переключения.

Микросхема также имеет встроенный канал управления тормозным транзистором, необходимым в режиме динамического торможения. Описанные выше функции делают микросхему IR2137 наиболее привлекательнойдля использования в приводах мощностью до 3 кВт. В настоящее время в разработке находится микросхема IR2237, рассчитанная на напряжение 1200 В и имеющая аналогичные функции.

Драйверы нижнего плеча

Для управления транзисторами нижнего плеча производится достаточно много микросхем, в частности IR2121, являющаяся полным аналогом описанной выше IR2125. Такие драйверы производят MAXIM, Harris, Texas.

Широкую гамму драйверов нижнего плеча предлагает IXYS, в их числе IXD*414 — микросхема с выходным током 14 А. Хорошую и недорогую альтернативу представляют микросхемы, выпускаемые фирмой Motorola. Структурная схема одной из них — МС33153 приведена на рис. 12.

12. Структурная схема МС33153

Особенностью данного драйвера является возможность использования двух способов защиты (по току и напряжению насыщения) и разделение режима перегрузки (OC — Over Current) и режима короткого замыкания (SC — Short Circuit). Предусмотрена также возможность подачи отрицательного напряжения управления, что может быть очень полезно в ряде случаев, например, для управления транзисторами NPT IGBT.

Вывод 1 (вход SENSE) предназначен для подключения токового измерительного резистора. В микросхеме этот вывод является входом двух компараторов — с напряжением срабатывания 65 и 130 мВ. Таким образом, в драйвере анализируется состояние перегрузки и короткого замыкания. При перегрузке срабатывает первый компаратор (компаратор ОС) и отключает сигнал управления затвором.

При этом сигнал неисправности на выход (Fault Output) не подается. Если ток превышает заданный в два раза, это расценивается как КЗ. При этом опрокидывается второй компаратор (компаратор SC) и на контрольном выходе появляется сигнал высокого уровня.

По этому сигналу контроллер, управляющий работой схемы, должен произвести отключение всей схемы. Сброс защиты производится при подаче запирающего сигнала (высокого уровня, так как вход Input — инвертирующий). Время повторного включения должно определяться, как было сказано выше, тепловой постоянной времени силовых транзисторов.

Вывод 8 (вход DESAT) предназначен для реализации защиты по напряжению насыщения. Напряжение срабатывания по этому входу — 6,5 В. Этот же вход предназначен для подключения конденсатора Cblank, формирующего время задержки срабатывания защиты. Такая задержка необходима, поскольку после подачи отпирающего напряжения на затвор на транзисторе некоторое время, пока идет восстановление оппозитного диода, поддерживается высокое напряжение.

На рис. 13 показаны схемы подключения МС33153 с использованием защиты по току и напряжению насыщения. В обеих схемах использованы оптопары для развязки сигнала управления и сигнала ошибки. В схеме на рис. 13 а) показан транзистор IGBT со специальным токовым выходом. Как правило, IGBT не имеют такого вывода, и измерительный резистор устанавливается непосредственно в силовую цепь эмиттера. При этом необходимо учесть, что этот резистор должен иметь минимальную паразитную индуктивность, а номинал его должен быть выбран с учетом необходимого тока срабатывания защиты. Обратите внимание, что порог срабатывания схем защиты микросхем Motorola ниже, чем International Rectifier, что позволяет использовать меньшие измерительные резисторы и снизить потери мощности на них.

Варианты включения защиты МС33153

Драйверы с гальванической развязкой

Перед разработчиками часто встает вопрос: а что делать в тех случаях, когда выходного тока драйвера не хватает для надежного управления затвором или необходимо отрицательное напряжение запирания, либо когда требуется гальваническая развязка сигналов управления? В документации IR (Application Notes, Design Tips) предлагается масса вариантов по умощнению выходного каскада драйвера или по схемной организации отрицательного напряжения запирания [5]. По нашему мнению, такой подход был бы оправдан, если бы выпускаемые схемы управления ограничивались только продукцией IR. Однако это, к счастью, не так. Одним из наиболее интересных выпускаемых в мире драйверов является микросхема HCPL316 (Agilent), обеспечивающая пиковый ток включения/выключения затвора ±3 А и имеющая гальваническую развязку и защиту от выхода транзистора из насыщения.

Гальваническая развязка бывает необходима в схемах, где мощный силовой каскад питается от сетевого напряжения, а сигналы управления вырабатываются контроллером, связанным по шинам с различными периферийными устройствами. Изоляция силовой части и схемы управления в таких случаях помогает снизить коммутационные помехи и позволяет в экстремальных случаях защитить управляющий контроллер и другие логические устройства.

Структура микросхемы HCPL316 приведена на рис. 14, а схема подключения — на рис. 15.

Структурная схема HCPL316
Схема подключения HCPL316

Сигнал управления и сигнал неисправности имеют оптическую развязку. Напряжение изоляции — до 1500 В. В драйвере предусмотрена защита только по напряжению насыщения (вывод 14 — DESAT). Интересной особенностью является наличие прямого и инверсного входа, что упрощает связь с различными типами контроллеров. Так же, как и в случае с МС33153, микросхема может вырабатывать двуполярный выходной сигнал, причем пиковый выходной ток достигает ±3 А. Благодаря этому драйвер способен управлять IGBT-транзисторами с током коллектора до 150 А, что позволяет использовать его в преобразовательных устройствах мощностью до 40–50 кВт. Для этой микросхемы не предусмотрено бутстрепного включения, для питания необходим «плавающий» источник с двухполярным напряжением. Он показан на схеме рис. 15 как VEE и VCC2. Такой способ питания теперь не представляет никакой сложности, так как рядом фирм (например, TEXAS, RECOM) выпускаются так называемые изолирующие конверторы DC/DC, которые вырабатывают двухполярное изолированное напряжение из однополярного входного (это может быть напряжение питания входной части драйвера). Они имеют очень малые габариты и достаточно высокую эффективность.

Драйверы для преобразователей большой мощности

Драйверы, предназначенные для работы в преобразователях средней и большой мощности, разрабатываются, как правило, фирмами, производящими мощные модули, например EUPEC, SEMIKRON. Аналогичные платы управления выпускает также компания CT Concept. В производственной программе фирмы SEMIKRON имеются интеллектуальные модули IGBT c напряжением 1200/1700 В, рассчитанные на ток до 700 А в 3-фазной конфигурации и 2800 А в полумостовой конфигурации. В состав всех этих модулей входят платы управления, осуществляющие полный набор защитных и служебных функций. Такие платы и модули управления производятся и как самостоятельные устройства. В таблице 3 приведены типы и краткие характеристики драйверов SKHI SEMIKRON, а на рис. 16 показано соединение платы драйвера с трехфазным модулем SKiM5 производства SEMIKRON.

Установка платы драйвера на модуль SKiM5
Таблица 3. Драйверы MOSFET и IGBT компании SEMIKRON
Тип Схема V CE max, В V ge, В I max, A Q g, мкК F max, кГц Напряжение изоляции, кВ dV/dt max, кВ/мкс
SKHI10/12 Single 1200 +15/–8 8 9,6 100 2,5 75
SKHI10/17 Single 1700 +15/–8 8 9,6 100 4 75
SKHI21A HB 1200 +15/ 0 8 4 50 2,5 50
SKHI22A/22B HB 1200 +15/–7 8 4 50 2,5 50
SKHI22A/H4 HB 1700 +15/–7 8 4 50 4 50
SKHI22B/H4 HB 1700 +15/–7 8 4 50 4 50
SKHI23/12 HB 1200 +15/–8 8 4,8 100 2,5 75
SKHI23/17 HB 1700 +15/–8 8 4,8 100 4 75
SKHI24 HB 1700 +15/–8 15 5 50 4 50
SKHI26W HB 1600 +15/–8 8 10 100 4 75
SKHI26F HB 1600 +15/–8 8 10 100 4 75
SKHI27W HB 1700 +15/–8 30 30 10 4 75
SKHI27F HB 1700 +15/–8 30 30 10 4 75
SKHI61 6Jpack 900 +15/–6.5 2 1 50 2,5 15
SKHI71 7Jpack 900 +15/–6.5 2 1 50 2,5 15
SKHIBS01 7Jpack 1200 +15/–8 1,5 0,75 20 2,5 15
SKAI100 Brake 1200 +15/–8 1,5 - - 2,5 50
SKHIT01 6Jpack Драйвер тиристорного моста
Single — одиночный драйвер;
HB — драйвер полумоста;
Brake — драйвер тормозного транзистора;
6-pack — драйвер 3Jфазного моста;
7-pack — драйвер 3Jфазного моста и тормозного транзистора;
V CEmax — максимальное напряжение коллектор — эмиттер;
V ge — напряжение управления;
Q g — максимальный заряд затвора;
I max — максимальный выходной ток драйвера;
F max — максимальная рабочая частота;
dV/dt max — максимальная скорость нарастания напряжения при выключении.

Драйверы интеллектуальных модулей SEMIKRON выполняют все функции, необходимые для безопасной работы модуля, производя постоянный мониторинг выходного тока, напряжения силовой шины питания и температуры модуля. Они имеют аналоговые выходы, сигналы на которых пропорциональны току, температуре модуля и напряжению силовой шины питания. Эти сигналы поступают на управляющий процессор и могут быть использованы для анализа состояния системы.

Для гальванической развязки входных цепей в драйверах SEMIKRON используются импульсные трансформаторы. Изоляция выполняется в соответствии с требованиями стандарта EN50178. Напряжение изоляции конкретного модуля зависит от предельного рабочего напряжения.

Структурная схема полумостового драйвера модуля SKiiP

На рис. 17 показана структурная схема полумостового драйвера модуля SKiiP. Ниже приведены основные особенности драйверов SKHI, производимых SEMIKRON:

  • высокая стойкость к наведенному dV/dt (до 75 кВ/мкс) благодаря использованию импульсных трансформаторов;
  • низкий уровень помех, наводимых на схему управления благодаря использованию импульсных трансформаторов и импульсных фильтров;
  • высокое напряжение изоляции (до 4 кВ);
  • высокий выходной ток (до 30 А);
  • возможность регулирования времени задержки переключения tdt, уровня напряжения срабатывания защиты DESAT, сопротивлений цепи затвора RGON/OFF;
  • запоминание сигналов неисправности;
  • встроенные изолированные источники питания;
  • возможность подключения волоконно-оптической линии связи (SKHI26F, SKHI27F);
  • уровень входных сигналов TTL/CMOS.

Драйверы SKHI осуществляют следующие защитные и сервисные функции:

  • защиту от сквозного тока и формирование времени задержки переключения транзисторов полумоста tdt;
  • фильтрацию коротких импульсов;
  • нормирование фронтов входных сигналов;
  • защиту от падения напряжения источников питания (UVLO);
  • защиту от перегрузки по току и короткого замыкания;
  • защиту от выхода из насыщения каждого силового ключа;
  • защиту от перегрева (SKAI100).

Драйверы SKHI различают два пороговых значения тока — ток перегрузки (100% Ic), начиная с которого производится анализ неисправности и формируется контрольный сигнал, и ток КЗ, по которому происходит отключение. После возникновения состояния перегрузки напряжение на затворе снижается, что приводит к ограничению тока коллектора. Затем, если состояние перегрузки не прекращается в течение 3–5 мкс, напряжение на затворе снижается до нуля. При этом снижение напряжения на затворе производится по определенному закону. Такое «мягкое» отключение необходимо для уменьшения значения di/dt и снижения переходного перенапряжения при выключении (см. рис. 11).

Траектория выключения выбирается так, чтобы напряжение на коллекторе силового транзистора никогда не превышало предельного значения VCES.

Встроенная схема формирования времени задержки переключения (формирователь tdt) исключает одновременное открывание транзисторов полумоста и блокирует переключение полумоста на время tdt, необходимое для окончания переходных процессов и исключения сквозного тока. Это время зависит от конкретного типа примененных силовых кристаллов и может регулироваться внешним резистором.

Наличие тепловой защиты не может гарантировать, что мощный кристалл не выйдет из строя ни при каких условиях. При резком увеличении мощности потерь кристалл может перегреться до того, как разогреется основание модуля и термодатчик. Это может произойти, например, из-за сбоя контроллера и повышения частоты коммутации или из-за появления дребезга в цепи управления. Драйверы SKHI предотвращают дребезг благодаря наличию импульсных фильтров, не пропускающих импульсы с длительностью меньше 500 нс.

Импульсные фильтры вместе с импульсными изолирующими трансформаторами выполняют еще одну очень важную функцию. Высокие скорости переключения и большие значения наведенного перенапряжения dV/dt могут приводить к сбоям в работе управляющего контроллера. Такая ситуация часто наблюдается при использовании оптической развязки, так как оптический барьер имеет сравнительно большую переходную емкость, через которую пики напряжения могут проникать в схему управления.

Импульсные трансформаторы гораздо менее чувствительны к шумам, чем оптопары, а импульсные фильтры драйверов SKHI подавляют шумовые сигналы, как в прямом направлении, так и в обратном, не позволяя пикам наведенного напряжения воздействовать на работу управляющих контроллеров.

Встроенные в драйвер изолированные источники питания также содержат импульсные трансформаторы с низким значением проходной емкости для повышения помехозащищенности.

Схема контроля UVLO следит за всеми напряжениями, которые подаются на модуль или вырабатываются встроенным конвертором DC/DC. При уменьшении любого из них ниже заданного порога отключаются силовые транзисторы и выдается сигнал неисправности.

Для сброса сигнала неисправности необходимо, чтобы исчезла причина, вызвавшая неисправность, и все логические входы модуля находились в состоянии логического нуля в течение времени tRESET, указанного в технических характеристиках.

Структурная схема драйвера тормозного транзистора (чоппера) приведена на рис. 18.

Структурная схема драйвера тормозного транзистора

В режиме динамического торможения двухпозиционный контроллер с гистерезисной характеристикой регулирования вырабатывает сигналы включения и выключения тормозного транзистора в зависимости от напряжения на шине питания. Минимальное время нахождения тормозного транзистора во включенном режиме — 30 мкс. Значения напряжений, при которых происходит коммутация тормозного транзистора, приведены на рис. 18.

Модуль имеет внешний вход управления чоппером, который может использоваться, например, для разряда накопительных конденсаторов. Приоритет имеет встроенная схема управления, максимальная частота коммутации — 5 кГц. Драйвер управления чоппером осуществляет описанные выше защитные функции, следя за напряжением насыщения и температурой тормозного транзистора, а также за перенапряжением в цепи напряжения питания 15 В.

Включение чоппера возможно в случае, если не сработала защелка схемы защиты. При срабатывании защиты выход ERROR (открытый коллектор оптопары) имеет высокий логический уровень. Для сброса схемы защелки необходимо отсутствие любой неисправности и наличие сигнала сброса RESET в течение не менее 300 мс. Защелка сбрасывается также и при отключении питания.

Для питания драйвера служит встроенный конвертор DC/DC, питающийся от нестабилизированного напряжения 24 В (20–30 В) или стабилизированного 15 В. При наличии на входе RESET логической единицы конвертор отключается.

Заключение

Невозможно в одной статье рассказать обо всех выпускаемых в мире схемах управления силовыми компонентами, имеющими изолированный затвор. В данной статье, в частности, не затронут широкий класс специализированных микросхем, среди которых драйверы электронных балластов, вторичных источников питания, электронного зажигания.

Мы попытались дать описание наиболее популярных изделий общего применения, позволяющих осуществлять управление транзисторами MOSFET и IGBT в широком диапазоне мощности — от единиц до сотен киловатт. Знание особенностей и характеристик драйверов необходимо разработчику для правильного выбора.

Особенно важно хорошо ориентироваться в номенклатуре выпускаемых устройств управления на этапе создания принципиальной схемы. Распространенной ошибкой является попытка самостоятельной разработки драйвера без учета всех особенностей схемы управления затвором. Такая разработка, в принципе, имеет смысл только в том случае, если есть уверенность в том, что ни один из серийно выпускаемых драйверов не удовлетворяет предъявляемым требованиям.

Литература

  1. Use Gate Charge to Design the Gate Drive Circuit for Power MOSFETs and IGBTs. AN-944.
  2. Dorin O. Neacsu, Toshio Takahashi, Hoa Huu Nguyen. Designing with IR3137. DT 00-1.
  3. IGBT Characteristics. AN-983.
  4. Short Circuit Protection. AN-984.
  5. HV Floating MOS-Gate Driver Ics. AN-978.
  6. Bootstrap Component Selection For Control IC's. DT-92.
  7. Motorola MC33153 Technical Data.
  8. Hewlett Packard HCPL316 Technical Data.
  9. А. Колпаков. Схемотехнические способы борьбы с защелкиванием в каскадах с IGBT-транзисторами // Компоненты и технологии. 2000. No 7.
  10. Maximizing the Latch Immunity of the IR2151 & 52 in Ballast Apps. DT 94-9.
  11. А. Колпаков. SKiiP — интеллектуальные силовые модули SEMIKRON // Компоненты и технологии. 2003. No 1.

Скачать статью в формате PDF  Скачать статью Компоненты и технологии PDF

 


Сообщить об ошибке