Подписка на новости

Опрос

Нужны ли комментарии к статьям? Комментировали бы вы?

Реклама

 

2005 №2

Оптимизация электромагнитной совместимости электронных устройств на основе 3D отображения и классической теории цепей с распределенными параметрами

Силкин Владимир


У радиолюбителей 80-х прошлого века было в ходу выражение: «Правильно собранная схема работать не должна». Эта шуточная фраза подразумевает не только возможность появления ошибок в разработке схемы электрической принципиальной, но и вероятные просчеты в топологии и конструировании. Современные достижения, в первую очередь в программировании и моделировании, позволяют не только снизить процент ошибок, но и уменьшить издержки на эскизные и опытные образцы. Предлагаемая статья продемонстрирует один из возможных путей современного решения данной задачи.

Предисловие

Существует огромное количество вероятных оши бок в разработке радиоэлектронных схем. Не претен дуя на классическое определение, можно выделить следующие направления: вариантное, схемотехниче ское, конструктивное или топологическое. Худо-бед но, но первые два пункта в современной практике поддаются достаточно точному решению. Это связа но с развитием теоретических знаний в данном на правлении и сравнительно небольшим объемом ин формации, используемой в указанных направлени ях, по сравнению с возможными вариантами в двух других. Относительно точному моделированию под дается и топология в плане. Совсем другое дело — объемный макет разработанной схемы. Он подразуме вает наличие как планарных паразитных связей и дру гих паразитных явлений, так и наличие паразитных электромагнитных излучений в трехмерном объеме, описываемых классической теорией цепей с распреде ленными параметрами. Связав современные достиже ния в 3D-моделировании изображений и классической теории цепей с распределенными параметрами, попы таемся представить возможные пути снижения пара зитных электромагнитных излучений.

Оптимизация распределенных параметров

Для начала рассмотрим вопрос паразитных индук тивностей и емкостей.

В свете рассматриваемого вопроса весьма показатель ны достижения фирмы SEMIKRON. Приведем в каче стве иллюстраций материал, опубликованный компа нией [3]. Для анализа влияния паразитных индуктив ностей и емкостей в преобразователе будет достаточно разобрать одну цепь. На рис. 1 показана цепь коммута ции IGBT-инвертора с паразитными элементами, ко торая содержит источник постоянного напряжения vd (соответствует напряжению vk) и два IGBT-ключа в по лумостовой конфигурации с драйверами и антипарал лельными диодами. На полумост подается напряжение питания Vd, а коммутационное напряжение VК, так же приложенное к конденсатору Cd, является резуль татом протекания коммутационного тока полумос та iK. Ток iL — выходной ток усилителя, проходящий через силовой транзистор и соответствующий оппо зитный диод. Драйвер формирует двуполярное напря жение управления ±VDR и имеет выходной импеданс RGon/RGoff для режимов включения и выключения.

Цепь коммутации IGBT
инвертора
Рис. 1. Цепь коммутации IGBT инвертора

Влияние паразитных элементов

Общая индуктивность

В коммутационной цепи, образованной эле ментами Т1 и D2, участвуют паразитные ин дуктивности L11, L61, L31, L41, L72, L52 и L12; в це пи, образованной T2 и D1, — это L11, L71, L51, L62, L32, L42 и L12. При включении транзисто ра суммарная паразитная индуктивность со ответствующей цепи ограничивает скорость нарастания тока, за счет этого несколько сни жаются потери включения.

При выключении транзистора наличие рас пределенных индуктивностей приводит к воз никновению переходных перенапряжений и росту потерь выключения. Перенапряжения на индуктивностях линий связи вызываются также токами обратного восстановления оп позитных диодов. Пиковое значение тока об ратного восстановления Irrp связано с зарядом обратного восстановления Qrr с помощью со отношения Qrr = (Irrp 9 trr)/2, где trr — время обратного восстановления.

Этот эффект особенно заметен при корот ких замыканиях и перегрузках. Кроме того, вместе с паразитными емкостями могут воз никнуть нежелательные высокочастотные колебания. Поэтому очень важно минимизи ровать индуктивности в цепи коммутации преобразователей с жесткой коммутацией. Кроме L11 и L12, все индуктивности являются паразитными распределенными индуктивно стями шин, на которые пользователь не мо жет влиять. Поэтому производители силовых модулей продолжают работать над миними зацией внутренних индуктивностей и улуч шением технологии сборки модулей.

В справочных данных SEMIKRON приво дит внутренние индуктивности относитель но выводов модуля (например, SKM100GB: LCE = max 30 нГн). Если для формирования полумоста используются одноключевые мо дули (1 IGBT/MOSFET + 1 обратный диод), то соединение двух модулей необходимо выполнять с наименьшей индуктивностью связи.

Влияние остальных индуктивностей L11 +L12 в силовых полупроводниках можно умень шить при подключении С-, RC- или RCD-це почек прямо к выводам силового питания. В большинстве случаев достаточно использо вания снабберной цепочки с пленочным кон денсатором 0,1–2 мкФ.

Индуктивности эмиттера или истока

Элементы L31 и L32 — индуктивности эмит тера или истока. Из-за высокой скорости на растания тока транзистора di/dt напряжения будут индуцироваться на индуктивностях, что может вызвать эффект обратной связи в цепи драйвера (ООС по эмиттеру или ис току). Это, однако, будет снижать скорость заряда емкости затвор-эмиттер при включе нии и разряда при выключении, в результа те возрастет время коммутации и потери при коммутации. Эффект обратной связи через эмиттер можно использовать для ограниче ния тока коллектора di/dt при коротких за мыканиях. Для минимизации индуктивнос тей L31 и L32 силовые модули оснащаются раз дельным выводом эмиттера для подключения цепей управления.

Индуктивности L21 и L22

Индуктивности L21 и L22 соответственно являются индуктивностями цепи управления между драйвером и транзистором. Кроме то го, они образуют паразитный контур с емко стью затвора, и это может стать источником опасной высокочастотной генерации, приво дящей к резкому росту потерь на транзисторе. Единственный способ уменьшения L21 и L22— применение связей минимальной длины и ис пользование витых пар проводов в тех случа ях, когда плата драйвера не может быть уста новлена непосредственно на сигнальные вы воды модуля.

Емкости

Паразитные емкости, показанные на рис. 1,— это нелинейные емкости переходов транзис торов и диодов. Параметры этих емкостей за висят только от технологических особеннос тей используемых кристаллов. Они влияют на динамические потери и частотные свойст ва кристаллов и могут вызывать высокочас тотные генерации, как было сказано выше.

C11 и C22 вызывают отрицательную обрат ную связь dv/dt, вызванную эффектом Мил лера. В комбинации с индуктивностями воз ле ключей внутренние емкости могут вызвать нежелательные высокочастотные колебания.

Расчет паразитных элементов в трехмерном пространстве на основании математического аппарата цепей с распределенными параметрами

Вышеописанные решения демонстрируют один из возможных путей определения и сни жения влияния паразитных параметров. Ста тья предлагает решение, не связанное с конкрет ным конструктивом. Предлагаемое решение ос новано на материале, базирующемся на теории электромагнитных процессов в среде. Яркой иллюстрацией этому может служить книга «Основы радиоэлектроники» (Кугушев А. М. и Голубева Н. С., «Энергия», 1969). Если в ин теллектуальном модуле вопросы конструкции решены и расчет основывается на стандартном (в области модуля) решении, то поле разработ ки заказных изделий гораздо шире. И само это поле позволяет использовать математический аппарат цепей с распределенными параметрами. Вообще, использование аппарата цепей с рас пределенными параметрами в сфере мощных источников питания покажется неуместным, но, рассмотрев внимательно операторы (di/dt и dv/dt), мы сможем решить задачи одного раз дела электроники на основе достижений друго го. То есть мы рассчитаем паразитные параме тры согласно указанному источнику и рис. 2.

Трехмерный чертеж уединенного круглого
провода, линии из двух круглых параллельных
проводов и уединенного ленточного провода
Рис. 2. Трехмерный чертеж уединенного круглого провода, линии из двух круглых параллельных проводов и уединенного ленточного провода

Уединенный круглый провод радиусом a

R0 = R0пост × a/2Δ

L0 = L0пост × a/2Δ

В этих формулах R0пост = 1/σΠa2 — погон ное сопротивление провода при постоянном токе; L0iпост = μа/8Π — погонная индуктив ность, определяющая внутреннее магнитное поле при постоянном токе; Δ = 1/λ √2/ωμaσ ,причем в проводниковой среде (в металле) Δ = λ/2π.

Линия из двух круглых параллельных про водов

При а/D ≤ 0,1 погонное сопротивление оп ределяется выражением:

R0 ≈ 1/ρπaΔ

Погонную индуктивность такой линии при высокой частоте можно определить по фор муле:

L0 ≈ µ0 9 ln(D/a)/π

где a — радиус провода, а D — расстояние между проводами.

Уединенный ленточный провод

При «тонкой» ленте и переменном токе низ кой частоты сопротивление ленточного про вода практически не отличается от сопротив ления при постоянном токе. При «толстой» ленте и переменном токе высокой частоты:

R0 = ≈ R0пост βa = 1/2σΔb

Здесь 2a — толщина ленты, а b— ширина. Представленный теоретический материал позволяет создать несложную подпрограмму расчета значений паразитных параметров и до полнить ею используемую программу трех мерного моделирования.

Электромагнитные помехи и обратные связи по сети

Обратимся снова к достижениям специали стов фирмы SEMIKRON.

Процессы в преобразователе

Импульсные процессы, происходящие в мощных преобразователях, неизбежно при водят к возникновению высокочастотных шу мов и помех. Частотный диапазон шумов про стирается от несущей частоты ШИМ (как пра вило, 10 кГц) до радиочастот (до 30 МГц). Низкочастотные помехи проникают в питаю щую сеть, высокочастотные составляющие со здают мощные радиопомехи. Сетевые поме хи обычно характеризуются дискретными гар мониками на частотах примерно до 2 кГц. Гармонические составляющие с частотами вы ше 10 кГц называются радиопомехами, уро вень которых измеряется в дБ/мкВ.

Для узкого частотного диапазона, в котором работают современные силовые полупровод ники, первая попытка была сделана при озна комлении с процессом измерения и с предель ными значениями. Различия между обозначе ниями, такими, как нулевой ток, ток утечки или асимметричные помехи, даны только в классификации на разные частотные диапа зоны и в зависимости от частоты всех параме тров коммутации.

Причины интерференционных токов

Шумы и помехи вызываются переключени ями силовых транзисторов преобразователя. Механизм распространения помех может быть описан с помощью эквивалентной схемы, при веденной на рис. 3, где S1 и S2 — транзисторы полумостового каскада.

Рис. 3

В режиме «жесткого переключения» при ра боте на индуктивную нагрузку, когда значе ния LK (индуктивность шин питания) и СK (эквивалентные коммутационные емкости) минимальны, ток полумоста коммутируется со скоростью di/dt, определяемой характери стиками силовых транзисторов. При откры вании одного из ключей происходит обратное восстановление оппозитного диода, который до этого был в состоянии проводимости. В этот момент кроме тока нагрузки через тран зистор течет ток обратного восстановления iRR, скорость изменения которого diRR/dt за висит от характеристик диода, тока нагрузки IL, коммутируемого напряжения и эквивалент ной емкости CK. Причем значение эквивалент ной емкости коммутации определяется всеми емкостями, имеющими связь с корпусом (зем ляной шиной).

Процесс переключения транзистора S1 вы зывает появление симметричного тока idm в параллельном ему контуре питания (сеть 1 на рис. 3). При завершении коммутационно го цикла процесс обратного восстановления диода ключа S2 вызывает перенапряжение dv/dt на индуктивности шины. Уровень пере напряжения определяется скоростью обрат ного восстановления diRR/dt и индуктивнос тью шины. Это приводит к появлению тока

icm, асимметрично протекающего через шину заземления и цепи, параллельные коммутаци онным емкостям CK.

Использование режима «мягкого включе ния» или ZСS (Zero Current Switch — комму тация при нулевом токе) при увеличении ин дуктивностей LK позволяет снизить значение di/dt и, следовательно, уровень помех, вызы ваемых симметричными токами. В то же вре мя при увеличении индуктивности будут воз растать перенапряжения, асимметричные то ки и вызываемые ими шумы.

Закрывание ключа S2 вызывает емкостной переходный процесс. В режиме «жесткого пе реключения» асимметричный ток помехи оп ределяется импедансами цепей, связанных с земляной шиной и параллельных коммута ционным емкостям CK, и характеристиками ключа S1. Переходный процесс вызывает ко лебания токов, таким образом, токи помех за висят от характеристик выключения транзи стора S1 и включения транзистора S2.

Для обеспечения режима «мягкого выклю чения» или ZVS (Zero Voltage Switch — ком мутация при нулевом напряжении) необхо димо увеличить значение CK. Замедленный процесс нарастания напряжения dv/dt уменьшает асимметричный ток в процессе комму тации напряжения. Снижение асимметрич ного тока помехи в режиме ZVS происходит без заметного изменения симметричного то ка. Тем не менее увеличение CK будет снижать симметричный ток помехи в контуре пита ния пропорционально соотношению емкос тей, образующих делитель тока. Таким обра зом, инвертор, работающий в режиме «мяг кого переключения» с контролем фазового сдвига при включении или выключении, бу дет иметь низкий уровень асимметричных или симметричных токов помехи — в зави симости от того, какой режим используется (коммутация при нулевом напряжении ZCS или нулевом токе ZCS).

Пути распространения

Для проведения измерений радиопомех се лективно измеряются флуктуации напряже ния в местах соединения сети инвертора и об щей шины. Потенциал флуктуаций относит ся к определенной точке общей шины, которая определяется при стандартных измерениях с помощью схемы стабилизации импеданса сети. Что касается симметричных и асиммет ричных токов помех в диапазоне частот ра диопомех, все простые низкочастотные эле менты коммутации снабжаются дополнитель ными индуктивностями, сопротивлениями и емкостями, которые сделают чище модели рование от его частотной зависимости.

На рис. 4 показан пример простой схемы понижающего преобразователя, в которой цепь 1 представлена схемой линейной стаби лизации импеданса (LISN) и цепь 2— прило женная нагрузка, в отличие от рис. 3.

Рис. 4

Модели ключей S1 и S2 модуля состоят из коммутационных индуктивностей и емко стей. Возникновение токов помех, описанных ранее, показано в упрощенном виде, а имен но как источник тока IS для симметричных то ков помех и как источник напряжения VS для асимметричных токов помех. В двух источни ках характеристики полупроводника показа ны как функции от времени.

Способы подавления ЭМП

Обычное подавление помех основано на ис пользовании подстраиваемых фильтров, которые устанавливаются на входе устройства. В соответствии с граничными характеристи ками для определенного типа устройств ис пользуются различные фильтры в цепи ли нейной стабилизации импеданса и стандарт ные измерительные устройства, пока во всем частотном диапазоне не установятся гранич ные значения.

В этой, в основном практической, проце дуре часто используют дорогостоящие филь тры. Они могут быть более эффективны при конструировании схемы, если с самого нача ла любого процесса разработки начинать рас смотрение влияния электромагнитных по мех и оптимизации путей распространения, их возникновение и пути измерений. Опти мизация подразумевает либо создание путей распространения с высоким сопротивлени ем для токов помех с помощью селективных блокирующих схем, либо создание коротко замкнутых путей с малым сопротивлением для токов помех при помощи селективных фильтров.

Далее даны пояснения по селективным из мерениям к рис. 3.

Схемы симметричных токовых помех бу дут замкнуты через емкость коммутацион ного источника напряжения. Необходима идеальная емкость, подключенная к ключам 1 и 2 без воздействия любых линейных им педансов для создания короткозамкнутого пути для токов помех. Напряжение радиопо мех, которое можно измерить, будет генери ровать импульс напряжения в емкости, из-за чего будет протекать ток через параллельные эффективные цепи. Поэтому все мероприя тия, которые можно выполнить для умень шения симметричных токовых помех, сво дятся к расположению соответствующего фильтра параллельно проводам с коммута ционным напряжением.

Фильтр должен располагаться как можно ближе к коммутирующим ключам и состоять из почти идеальных емкостей и активных фильтров.

В принципе, асимметричные токи помех могут распространяться через общий про вод. Для подавления помех важно иметь им педансы с очень высоким сопротивлением во всех коммутируемых точках и с резким возрастанием потенциала относительно зем ли, и в то же время с ограничением скачков потенциала при отсутствии коммутации ключей. На примере эквивалентной схемы на рис. 3 первоначальное подавление помех может быть основано на уменьшении связи емкостей драйверов и эффективных емкос тей через основную пластину модуля и теп лоотвода. Если драйверы не получают ин формацию о коммутациях и не питаются от вспомогательного источника и общей ши ны, то никаких токов смещения не будет про текать через общий провод, то есть цепь бу дет замкнута внутри устройства. Не будут протекать токи асимметричных помех. Рас пространение токов помех через основную пластину можно уменьшить с помощью эк ранов и различных изоляционных материа лов. С применением вышеупомянутых ме роприятий (около полупроводниковых кри сталлов) можно получить значительное снижение токов помех, что показано на рис. 5 на примере специально усовершенствован ного IGBT-модуля.

Рис. 5

Вышеприведенный материал представля ет эффективный метод борьбы с электро магнитными помехами. Эта методика носит более общий характер и может быть исполь зована при разработке практически любого электронного устройства, но, несмотря на это, для комплексного решения проблем электромагнитной совместимости может оказаться полезным и комплексное исполь зование предлагаемой автором методики и методов, используемых специалистами SEMIKRON. Привлеченный математичес кий аппарат разработан давно, но практи ческое использование его стало возможно в связи с достижениями в прикладном про граммировании и в связи с ростом произ водительности ПК.

Методика моделирования и эскизного расчета на основе 3Dотображения и теории цепей с распределенными параметрами

Предлагаемую методику рассмотрим на кон кретном примере. Допустим, нам необходи мо создать блок на основе рассчитанной и про моделированной в среде OrCAD 9.2 схемы, приведенной на рис. 6.

Pис. 6

На основании этой электрической принци пиальной схемы с помощью пакета программ Accel P-CAD 2002 разрабатывается печатная плата, показанная на рис. 7.

Рис. 7

Далее информация транслируется в Autodesk Mechanical Desktop 2004, где одно временно создаются трехмерные модели ис пользуемых элементов (рис. 8).

Трехмерная модель транзистора
в корпусе TO 247
Рис. 8. Трехмерная модель транзистора в корпусе TO 247

В результате мы получаем 3D-изображение макетного образца в реальном масштабе (рис. 9), причем мы можем получить инфор мацию о режимах работы схемы из OrCAD 9.2.

Трехмерный сборочный чертеж платы контроля и управления
Рис. 9. Трехмерный сборочный чертеж платы контроля и управления

Далее методика строится следующим обра зом: на основании пространственных данных, данных о режимах работы элементов, исполь зуя нижеприведенные формулы, можно рас считать параметры поля излучения конкрет ных элементов в интересующих точках.

Так, для поля элементарного электрическо го излучателя

Eд = 60Π × I × l × sinθ/(λ × r);

Нд = I × l × sinθ/(2 × λ × r);

П0 = Eд × Нд

где Eд и Hд — действующие значения напря женности электрического и магнитного поля, П0 — среднее значение вектора Пойнтинга за период, I — действующие значения пере менного тока, l— длина проводника, λ — дли на волны, r— расстояние между излучателем и рассматриваемой точкой, θ — угол между осью излучателя и направлением на рассмат риваемую точку.

Для поля элементарного магнитного излу чателя

Eд = 60 Π × I sinθ × 2 × Π × S02 × r)

Hд = I × S0 × sinθ × 2 × Π/ (2 × λ2 × r)

П0 = Eд × Нд

где S0 — площадь, ограниченная витком.

Дополнив стандартную программу 3D-мо делирования (в нашем случае Autodesk Mechanical Desktop 2004) подпрограммой, ос нованной на представленных расчетах, мож но достаточно эффективно формализовать и автоматизировать процесс трехмерного рас чета и моделирования.

Еще одно полезное свойство объемного представления рассматриваемого электрон ного устройства связано с наличием прост ранственной направленности в электромаг нитном излучении. То есть зачастую доста точно изменить взаимную ориентацию плоскости излучения и приема паразитного электромагнитного сигнала для эффектив ного снижения паразитной электромагнит ной связи. Кроме этого такое представление позволяет пространственно отобразить на правление распространения силовых элект рических и магнитных линий, а это, в свою очередь, помогает эффективно использовать экранирование.

Заключение

Отметим, что предложенная методика мо делирования и эскизного расчета на основе 3D-изображения и теории цепей с распределенными параметрами позволяет не только смоделировать и рассчитать паразитные эле ктромагнитные излучения. Она реально осу ществляет конечный этап сквозного проекти рования, то есть на основе предложенной ме тодики можно построить последний этап системы сквозного проектирования различ ных радиоэлектронных устройств.

Кроме того, предложенная методика может оказаться весьма полезной при компоновке радиоэлектронных устройств. Она позволяет реализовать гибкую многофункциональную систему проектирования.

Предложенная методика позволяет реали зовать процесс разработки на высоком техническом уровне, используя самые последние до стижения в моделировании и программиро вании. Правда, она требует от разработчика значительных знаний, но это окупается пред ставляемыми возможностями.

Литература

  • EMIKRON Application Manual. Power Modules. SEMIKRON International. 2000.
  • Кугушев А. М., Голубева Н. С. Основы ра диоэлектроники. М.: «Энергия». 1969.
  • Колпаков А. «Особенности проектирования частотных преобразователей высокой мощно сти» // Электронные Компоненты. 2003. № 6.

Скачать статью в формате PDF  Скачать статью Компоненты и технологии PDF

 


Сообщить об ошибке