Подписка на новости

Опрос

Нужны ли комментарии к статьям? Комментировали бы вы?

Реклама

 

2005 №7

Проблемы проектирования аналоговых устройств с входными полевыми транзисторами. Часть 2

Дворников Олег


Все статьи цикла:

Выбор между интегральными схемами с входными FET и дискретными FET

Номенклатура аналоговых микросхем с входными FET очень широка, но наибольший интерес у разработчиков РЭА вызывают полупроводниковые изделия с предельным уровнем электрических параметров, к которым можно отнести электрометрические операционные и инструментальные усилители, представленные в таблице 1, широкополосные и быстродействующие ОУ и буферы, показанные в таблице 2.

Таблица 1. Основные гарантируемые параметры электрометрических операционных и инструментальных усилителей при температуре 25 °С
Таблица 2. Основные гарантируемые параметры широкополосных и быстродействующих ОУ и буферов при температуре 25 °С

CA3160 — один из наиболее простых электрометрических операционных усилителей, построенных по технологии Bi-MOS (рис. 7) [16]. Он имеет традиционную двухкаскадную схему, а именно: входной дифференциальный каскад (ДК) на p-канальных MOS Q6, Q7 с активной нагрузкой на n-p-n-транзисторах Q9, Q10; второй каскад на n-p-n Q11 с активной нагрузкой на p-MOS Q5; двухтактный выходной каскад на комплиментарных транзисторах p-MOS Q8 и n-MOS Q12. Реализация активной нагрузки на «токовом зеркале» одновременно обеспечивает переход от дифференциального напряжения к синфазному, а эмиттерные резисторы R5, R6 уменьшают шум активной нагрузки, стабилизируют режим работы, позволяют выполнить подстройку напряжения смещения внешним потенциометром, подключенным между выводами 1 и 5. Для увеличения усиления второго каскада и уменьшения влияния синфазного напряжения на характеристики ДК источники тока Q2, Q4 и Q3, Q5 выполнены по каскодной схеме [17]. Выбор в качестве входных элементов Q6, Q7 p-MOS-транзисторов с индуцированным каналом, имеющих отрицательное пороговое напряжение, позволяет работать с входным напряжением, меньшим, чем отрицательное напряжение питания VEE, приблизительно на 0,5 В. Поэтому CA3160 пригоден для работы в РЭА с однополярным напряжением питания. Защита затворов входных транзисторов Q6, Q7 выполнена на диодах D5–D7.

Схема Bi-MOS электрометрического ОУ CA3160
Рис. 7. Схема Bi-MOS электрометрического ОУ CA3160

Входные MOS-транзисторы обеспечивают высокий входной импеданс. Однако обратный ток диодов D5–D7 определяет величину максимального входного тока ОУ в 50 пА (типовой входной ток — 5 пА) и его удвоение при увеличении температуры на 10 °С, а сами входные MOS FET вызывают относительно высокий уровень шума — спектральная плотность напряжения шума на частоте 1 кГц составляет 72 нВ/Гц½.

Входные каскады модифицированных электрометрических Bi-MOS ОУ показаны на рис. 8 для CA3420 и рис. 9 для MC33502.

Структура Bi-MOS ОУ CA3420
Рис. 8. Структура Bi-MOS ОУ CA3420

Во входном каскаде CA3420 также применены транзисторы p-MOS с индуцированным каналом, что обеспечивает работоспособность ОУ при входном напряжении, меньшем, чем отрицательное напряжение питания, но защищающие затворы входных транзисторов диоды и расположенные на кристалле охранные кольца подключены через буферные повторители (X1). При этом напряжение на защитных диодах близко к нулю, ток через них практически не протекает, и отсутствует удвоение входного тока ОУ при изменении температуры на 10 °С.

Главное преимущество MC33502 заключается в том, что этот ОУ работоспособен при суммарном (VCCVEE) напряжении питания величиной 1 В и в диапазоне входного синфазного напряжения от отрицательного VEE до положительного VCC напряжения питания (rail-to-rail).

Большинство ОУ rail-to-rail используют параллельное включение двух входных ДК. Один из них, обычно на n-p-n-транзисторах, обеспечивает работу при входном сигнале, близком к VCC, а второй (на p-n-p) — около VEE. Выходные сигналы обоих ДК суммируются перегнутым каскодом (folded cascode) [18]. Параллельное включение двух ДК увеличивает входной ток, емкость, шум, напряжение смещения.

MC33502 имеет один входной ДК на паре MOS-транзисторов со встроенным n-каналом. В этих транзисторах (Q9, Q10) токопроводящий канал выполнен ионным легированием n+-примеси в карман p-типа, поэтому при нулевом напряжении затвор-исток ток в канале может протекать. Отрицательное напряжение затвор-исток приводит к уменьшению проводимости канала и тока стока, а при большом (пороговом) отрицательном напряжении затвор-исток ток стока отсутствует. Таким образом, транзисторы n-MOS со встроенным каналом работают в режиме обеднения (depletion mode NMOS — DNMOS), и их пороговое напряжение отрицательное. На характеристики DNMOS-транзисторов влияет напряжение между истоком и карманом. Обратное смещение исток-карман вызывает уменьшение толщины токопроводящего канала, тока стока и, следовательно, порогового напряжения. При большом обратном смещении исток-карман возможно полное обеднение встроенного канала, при этом для появления токопроводящего канала на затвор необходимо подать положительное напряжение, и DNMOS-транзистор будет работать как n-MOS с индуцированным каналом и положительным пороговым напряжением.

Упрощенная схема входного каскада Bi-MOS ОУ MC33502
Рис. 9. Упрощенная схема входного каскада Bi-MOS ОУ MC33502

Двойное управление (изменением напряжения затвор-исток и карман-исток) применяется во входном каскаде ОУ MC33502 для обеспечения допустимого входного напряжения от VEE до VCC. Если обратное напряжение исток-карман невелико или равно нулю, то пороговое напряжение Q9, Q10 — отрицательное и входной каскад может обрабатывать сигналы, близкие к VEE. При большом обратном смещении исток-карман пороговое напряжение Q9, Q10 положительное, и ДК работоспособен при входном сигнале около VCC. Разное напряжение исток-карман транзисторов Q9 и Q10 также позволяет выровнять их характеристики при управлении по затворам и уменьшить напряжение смещения ОУ. Кроме пары DNMOS входной ДК включает перегнутый каскод на p-n-p Q2, Q3 и источниках тока I1, I2. Если в качестве I1, I2 использовать резисторы или DNMOS-транзисторы, то напряжение на них может быть очень небольшим (от 80 до 100 мВ), что крайне важно для схем с малым напряжением питания. Активная нагрузка на каскоде Q5–Q8 (общий эмиттер + общая база) увеличивает коэффициент усиления и позволяет перейти от дифференциального сигнала к синфазному.

Небольшой по сравнению с MOSFET фликкер-шум JFET объясняет их широкое применение в электрометрических ОУ. Типовой входной каскад JFET показан на рис. 10. Он используется в LT1464/LT1462 и состоит из входной пары JFET J1, J2, перегнутого каскода на R6, R7, Q9, Q11, активной нагрузки на источниках тока Q3, Q4. Для улучшения статических параметров все источники вытекающего тока выполнены по каскодной схеме из p-n-p-транзистора Q2-Q4 и p-JFET J3-J5 [19]. Увеличению усиления также способствуют транзисторы с общей базой Q8, Q10, которые образуют с Q9, Q11 каскод для увеличения выходного дифференциального сопротивления n-p-n-транзисторов. Требуемого сочетания входного тока и шума достигают оптимизацией отношения Z/L входных транзисторов J1, J2.

Входной каскад Bi-JFET ОУ LT1464/LT1462
Рис. 10. Входной каскад Bi-JFET ОУ LT1464/LT1462

Для значительного уменьшения входного тока в ОУ AD549 применен двухзатворный JFET, а в серии операционных и инструментальных усилителей фирмы Texas Instruments — транзистор Di-FET, который представляет собой JFET с диэлектрической изоляцией и одним верхним затвором. В таком элементе отсутствует p-n-переход между нижним затвором и подложкой, вносящий основной вклад во входной ток и емкость. Малый входной ток достигается без уменьшения размеров JFET, что позволяет получить малое напряжение смещения и его температурный дрейф, а также небольшой низкочастотный шум.

Электрическая схема AD549 показана на рис. 11. Несмотря на кажущуюся сложность, она состоит из известных решений: дифференциальной входной пары J6, J7; «токового зеркала» Q17-Q19; эмиттерного повторителя Q22, Q23; каскада с активной нагрузкой Q25, Q7; двухтактного выходного каскада Q29, Q32; блока задания напряжения Q27, Q28, R12, R13 между базами выходных транзисторов Q29, Q32; схемы ограничения максимального выходного вытекающего Q30, R14 и втекающего тока Q31, R15, Q26, Q33, R17; каскодных источников тока Q1, J3, J5, Q7, J10. Оригинальными являются применение двухзатворных JFET в качестве входных транзисторов; следящая обратная связь на J4, J8, J9, обеспечивающая постоянное напряжение исток-сток J6, J7, приблизительно равное 3 В, для уменьшения обратного тока затворсток, увеличения входного импеданса и коэффициента ослабления входного синфазного напряжения; блок смещения Q1–Q14, J1–J5, автоматически задающий ток стока входных транзисторов J6, J7 близко к оптимальному значению с нулевой температурной зависимостью для высокоточной подстройки напряжения смещения и его температурного дрейфа. Кроме того, блок смещения поддерживает потенциал нижних затворов в районе 30 мВ от потенциала верхних для предотвращения протекания тока между верхним и нижним затворами. Потенциал узлов BG6, BG7 также используется для раздельного смещения расположенных на кристалле около входов IN–, IN+ охранных колец.

Схема электрическая AD549
Рис. 11. Схема электрическая AD549

Электрометрические операционные усилители OPA111, OPA128 и OPA129, а также инструментальные INA116 усилители фирмы Burr-Brown имеют аналогичные входные каскады (рис. 12) и отличаются в основном режимом работы, размерами входных Di-FET и конструктивным исполнением. OPA128 поставляется в металлическом корпусе ТО-99 (рис. 4), а OPA129 (рис. 5) имеет нетрадиционное для 8-выводного корпуса назначение выводов, а именно: выводы 1 и 4 не соединены со схемой, а входы 2, 3 максимально удалены от выводов питания 5, 7, что позволяет окружить входы и элементы обратной связи (ОС) охранным кольцом.

Входной каскад Di-FET ОУ OPA128
Рис. 12. Входной каскад Di-FET ОУ OPA128

Инструментальные усилители работают без ОС, напряжение на их входах (IN– и IN+) разное, и поэтому для них невозможно смещение охранного кольца напряжением другого входа, как в ОУ (рис. 4). Каждый вход инструментального усилителя INA116 (рис. 13) имеет отдельный буферный повторитель напряжения, который соединен с окружающими вход выводами корпуса, а на печатной плате соединяется с охранными кольцами, отдельными для каждого входа.

Упрощенная схема Di-FET инструментального усилителя INA116
Рис. 13. Упрощенная схема Di-FET инструментального усилителя INA116

Входы ОУ с обыкновенными p-JFET должны быть защищены от разрушающих токов, протекающих через изолирующий p-n-переход затвор-подложка при его прямом смещении, если входное напряжение меньше, чем отрицательное напряжение питания. Благодаря диэлектрической изоляции на вход Di-FET ОУ можно подавать напряжение меньше, чем отрицательное напряжение питания без подключения дополнительных защитных элементов.

Малая входная емкость элементов Di-FET используется в широкополосных и быстродействующих ОУ, таких, как OPA627/637. Во входном ДК OPA627/637, показанном на рис. 14, для увеличения быстродействия применяется транзистор Di-FET и следящая обратная связь Q8, VBIAS, Q2, Q4, Q7, которая фиксирует напряжение сток-исток входных транзисторов J1, J2 на постоянном уровне при изменяющемся входном синфазном напряжении. При этом устраняется зависимость параметров входных транзисторов J1, J2 от уровня синфазного напряжения, что увеличивает коэффициент ослабления входного синфазного напряжения. Однако основным преимуществом следящей ОС является поддержание практически постоянным падения напряжения на переходах входных транзисторов. Емкости p-n-переходов J1, J2 не перезаряжаются, и их влияние на быстродействие ДК невелико. Источник тока I2 задает базовый ток Q8 и эмиттерный ток Q4. При отсутствии входного дифференциального напряжения, то есть VIN+ ? VIN–, ток источника I1 поровну разделится между «токовыми зеркалами» Q2, Q3 и Q5, Q7. При этом справедливо:

где IDI , IСI — ток стока и ток коллектора i-го транзистора соответственно, SEI — площадь эмиттерного перехода i-го транзистора.

Предполагается, что SE2 = SE7, SE3 = SE5.

Входной каскад Di-FET ОУ OPA627/637
Рис. 14. Входной каскад Di-FET ОУ OPA627/637

Из (9) и (10) вытекает еще одно преимущество такого ДК — возможность отдельной оптимизации рабочего режима входных JFET и усилительного каскада Q2, Q7 с активной нагрузкой Q1, Q6. Выбирая ток I1 и напряжение VBIAS, можно задать требуемый режим работы J1, J2, а за счет увеличения площади Q3, Q4 SE3 / SE2 = SE5 / SE7 > 1 уменьшить коллекторный ток Q2, Q7 и рассеиваемую мощность в каскаде с активной нагрузкой.

Приведенные электрические схемы позволяют лучше понимать особенности микросхем с входными полевыми транзисторами. Некоторые же из них, например на рис. 10 и 14, можно реализовать на дискретных FET.

При выборе микросхем с входными FET для конкретного радиоэлектронного устройства необходимо учитывать ряд факторов:

  1. Обратный ток кремниевого p-n-перехода удваивается при увеличении температуры приблизительно на 10 °С. Это приводит к значительному увеличению входного тока электрометрических ОУ как с входными JFET, так иMOS-транзисторами, так как последние имеют схему защиты затвора от пробоя ЭСЗ.
  2. Саморазогрев микросхем приводит к увеличению входного тока даже при нормальной температуре окружающей среды, поэтому при выборе ИС необходимо учитывать тепловое сопротивление корпуса и мощность, рассеиваемую микросхемой, особенно при работе на низкоомную нагрузку. Увеличение входного тока можно оценить по приведенной в спецификации на конкретную ИС зависимости входного тока от температуры с учетом следующей зависимости:

    где T–T0 — увеличение температуры ИС из-за саморазогрева, θJA — тепловое сопротивление корпуса [°C/Вт] между кристаллом и окружающей средой, ISUPRMS — среднеквадратическое значение тока потребления микросхемы.

    При выборе ИС с входным FET следует внимательно изучить зависимость входного тока от рассеиваемой мощности (например, приведенную на рис. 15 для OPA129), а также режим измерения входного тока. Иногда указывают, что измерения проведены на автоматизированных установках. В этом случае возможно, что ток утечки измерительного устройства намного больше, чем входной ток микросхемы. Такая ситуация типична для электрометрических ОУ, гарантированный входной ток которых часто намного превышает типовое значение, полученное при тщательном измерении ИС на печатной плате. С другой стороны, при быстрых измерениях мощных ИС с полевыми транзисторами не происходит их саморазогрева, и входной ток при измерениях может быть меньше величины, получаемой в РЭА.

    Зависимость входного тока OPA129 от рассеиваемой мощности
    Рис. 15. Зависимость входного тока OPA129 от рассеиваемой мощности
  3. Часто возникает необходимость защитить вход аналогового устройства от воздействия перегрузок напряжения: ЭСЗ, выбросов источника входного сигнала, электромагнитных импульсов, динамической перегрузки входа при работе ОУ с ОС и быстрыми входными сигналами. Если внутренняя защита в микросхеме отсутствует, то допустимо применение диодного включения маломощного JFET, например 2N4117A (рис. 16), с дополнительным резистором, который ограничивает ток через JFET на уровне, разрешенном спецификацией на полевой транзистор [20].
    Зависимость тока утечки диодного включения JFET 2N4117A от обратного напряжения
    Рис. 16. Зависимость тока утечки диодного включения JFET 2N4117A от обратного напряжения
  4. При использовании бескорпусных микросхем или минимального по площади кристаллодержателя для поверхностного монтажа (MicroCSP для AD8605ACB) необходимо учитывать, что входной ток из-за существования фотоэлектрического эффекта зависит от длины волны и интенсивности падающего на планарную поверхность кристалла света. Входной ток возрастает с увеличением длины волны света и освещенности поверхности кристалла. Такая зависимость существует для всех электрометрических ОУ, но ее максимум для каждого из них свой и определяется глубиной залегания p-n-перехода, вызывающего входной ток.
  5. Для малошумящих устройств необходимо учитывать все составляющие шума: спектральную плотность напряжения шума SVN, спектральную плотность тока шума SIN и шум резисторов, соединенных с входом ОУ RS. Для не инвертирующего повторителя напряжения суммарный шум на выходе составит:

    где SVO — спектральная плотность напряжения шума на выходе не инвертирующего повторителя напряжения.

Величина SVN, SIN обычно указана в спецификации на микросхему. Иногда не приводятся данные по SIN, но эту составляющую можно рассчитать, если известна величина всех токов iK, протекающих через источник входного сигнала с внутренним сопротивлением RS (входной ток ОУ, ток через защитный элемент, утечка по печатной плате и т. д.):

Малый входной ток электрометрических ОУ приводит к тому, что они обладают минимальным суммарным шумом при работе с высокоомным источником входного сигнала. В то же время для низкоомных источников предпочтительнее малошумящие биполярные ОУ, что иллюстрируют результаты сравнения типового малошумящего биполярного ОУ OP27 и малошумящего Bi-FET усилителя OPA111, приведенные на рис. 17.

Зависимость спектральной плотности напряжения на выходе не инвертирующего повторителя напряжения от сопротивления источника входного сигнала
Рис. 17. Зависимость спектральной плотности напряжения на выходе не инвертирующего повторителя напряжения от сопротивления источника входного сигнала

В ряде случаев применение микросхем с входными FET не позволяет достичь требуемых характеристик аналоговых блоков и вынуждает разработчиков РЭА применять дискретные FET на входе аналоговых устройств.

Так, предотвратить увеличение входного тока из-за саморазогрева микросхемы проще всего за счет устранения тепловой связи входных JFET с тепловыделяющими элементами в гибридной ИС, состоящей из двух кристаллов, либо путем применения двух отдельных полупроводниковых приборов на печатной плате (входные транзисторы и ОУ).

JFET-транзисторы, в отличие от других активных элементов микросхем, сохраняют работоспособность при очень низких, криогенных температурах [21], что позволяет создавать сверхмалошумящие усилители с входными дискретными охлаждаемыми JFET.

При работе с детекторами частиц наименьший уровень шума получают при емкостном согласовании детектора и входного JFET [22], то есть при равенстве входной емкости JFET и емкости детектора. Такое согласование обычно обеспечивают правильным выбором дискретного JFET, так как проектирование специализированной ИС с входными JFET требует значительных материальных и временных затрат.

При радиационном воздействии практически не изменяются статические (крутизна, напряжение отсечки) и динамические (емкости переходов) параметры JFET, но происходит увеличение обратного тока и низкочастотного шума. Шум увеличивается из-за появления новых составляющих (шума Лоренца), обратно пропорциональных квадрату частоты [23]:

где ƒLI — частота для i-й составляющей шума Лоренца, KLI — коэффициент для i-й составляющей шума Лоренца.

Шум Лоренца объясняется флуктуациями тока стока вследствие действия ловушек заряда и объемных дефектов, поэтому параметры ƒLI, KLI определяются физической природой ловушек и зависят от температуры.

При воздействии γ-радиации в n-JFET появляются две составляющие шума Лоренца, а в p-JFET — одна составляющая, в то же время частота излома ƒW и крутизна не изменяются [23]. В связи с этим приведенный к затвору среднечастотный («белый») шум и фликкер-шум остаются без изменений, но увеличивается суммарный шум в низкочастотной области из-за появления шума Лоренца. Несмотря на увеличение шума, JFET более подходят для радиационностойких аналоговых ИС, чем биполярные и MOS-транзисторы. Для небольших доз радиации и среднечастотной области предпочтительны n-JFET, имеющие максимальную крутизну и, следовательно, наименьший среднечастотный шум. Однако для работы при сильном радиационном воздействии следует применять p-JFET, обеспечивающие минимальное увеличение суммарного шума. Обычно на дискретных JFET изготавливают предварительные усилители, расположенные в жестких условиях эксплуатации, а остальную обработку сигнала выполняют микросхемами, максимально удаленными от источников радиационного воздействия.

При выборе JFET необходимо также учитывать особенности их работы в РЭА, а именно: какой сигнал обрабатывается аналоговым блоком — дифференциальный или синфазный. В последнем случае в качестве входного элемента можно использовать высококачественный дискретный JFET, в частности фирм InterFET или Vishay. Для дифференциальных каскадов необходимы сдвоенные транзисторы (dual JFET) с идентичными характеристиками. Они могут быть выполнены в виде микросборки, содержащей на одной теплопроводящей подложке два кристалла JFET (two-chip design), подобранных по близкой величине максимального тока стока IDSS, крутизны gM, напряжения отсечки VP, малой разности напряжения затвор-исток ΔVGS при одинаковом токе стока. Лучшую идентичность параметров и меньший температурный дрейф ΔVGS/ ΔT обеспечивает однокристальное исполнение сдвоенных транзисторов. К сожалению, в этом случае затвор каждого JFET соединен с изолирующим p-n-переходом, вносящим дополнительную паразитную емкость.

В настоящее время ряд предприятий серийно выпускает большое количество разнообразных JFET (табл. 3–5), что, на первый взгляд, усложняет поиск прибора с требуемыми характеристиками. Однако при ближайшем рассмотрении оказывается, что большое количество JFET представляет собой одно и то же топологическое решение, изготовленное по базовой технологии, и отличается только по типу выбранного корпуса и нормам отбраковки параметров (в основном напряжения отсечки, максимального тока стока, крутизны). Таких типов JFET (табл. 4) гораздо меньше, и среди них проще ориентироваться. Вначале рекомендуется выбрать наиболее подходящий для РЭА тип JFET, причем общим критерием качества может служить максимальная граничная частота ƒTJ, а для малошумящих схем — максимальное отношение ƒTJW. Далее среди изделий одного и того же типа желательно выбирать JFET с напряжением отсечки VP = 1,5–2,5 В. Такие приборы обеспечат минимальное энергопотребление РЭА и при прочих равных условиях (одинаковая технология изготовления и топология JFET) — минимальную частоту излома ƒW.

Таблица 3. Типовые параметры двухзатворных JFET фирмы MOXTEK при управлении верхним затвором при температуре 20 °С, ID = 5 мА, VDS = 4 В, VTGS = 0; требуемый ток стока устанавливается обратным смещением нижнего затвора VBGS (при необходимости, в таблице приведены отличия от указанных режимов)
Таблица 4. Основные типы JFET
Основные типы JFET
Таблица 5. Основные гарантируемые параметры наиболее распространенных FET
Основные гарантируемые параметры наиболее распространенных FET

В таблице 5 наряду с зарубежными приборами приведены отечественные JFET [15], которые соответствуют лучшим зарубежным аналогам. Одно из преимуществ применения отечественных JFET заключается в возможности их бескорпусного исполнения или в непосредственном размещении и разварке кристаллов JFET на печатных платах потребителей.

В заключение отметим, что в том случае, когда вход аналогового устройства соединен с какой-либо цепью, проводящей электрический ток при отсутствии напряжения питания, то не следует опасаться накопления ЭСЗ, и в качестве входных элементов возможно применение MOS-транзисторов без защитных диодов, например малошумящей дифференциальной MOS-пары НТ003 (табл. 5).

Окончание следует.

Литература

  1. www.mnipi.by.
  2. CA3160. 4MHz, BiMOS Operational Amplifier with MOSFET Input/CMOS Output. www.intersil.com.
  3. Полонников Д. Е. Операционные усилители: принципы построения, теория, схемотехника. М.: Энергоиздат. 1983.
  4. Huijsing J. H., Linebarger D. Low-Voltage Operational Amplifier with Rail-to-Rail Input and Output Ranges // IEEE J. of Solid- State Circuits. 1985. V. SC-20, N 6.
  5. Дворников О. В. Схемотехника биполярно-полевых аналоговых микросхем. Часть 2. Высокоточные повторители тока // Chip News. 2004. № 10.
  6. Diode-Connected FET Protects Op Amps. Application bulletin. AB-064. www.ti.com.
  7. Ardelean J., Citterio M., Hrisoho A., Manfredi P. F., Speziali V., Truong K. On the Noise Behavior of DMILL Charge and Current-sensitive Preamplifiers Architectures // Nuclear Instruments and Methods in Physics Research. 1998. Vol. A406.
  8. Bertuccio G., Pullia A., De Geronimo G. Criteria of Choice of the Front-end Transistor for Low-noise Preamplification of Detector Signals at Sub-microsecond Shaping Times for X-and-ray Spectroscopy // Nuclear Instruments and Methods in Physics Research. 1996. Vol. A380.
  9. Manghisoni M., Ratti L., Speziali V. Selection Criteria for P- and N- Channel JFETs as Input Elements in Low-Noise Radiation— Hard Charge Preamplifiers // IEEE Transactions on Nuclear Science. 2001. Vol. NS-48. № 4.

Скачать статью в формате PDF  Скачать статью Компоненты и технологии PDF

 


Другие статьи по данной теме:

Сообщить об ошибке