Подписка на новости

Опрос

Нужны ли комментарии к статьям? Комментировали бы вы?

Реклама

 

2008 №7

Схемотехническое моделирование КМОП-схем с использованием САПР OrCad

Строгонов Андрей


Целью данной работы является демонстрация возможностей САПР печатных плат OrCAD по схемотехническому моделированию КМОП-схем с использованием Spice моделей МОП-транзисторов и различных видов анализа, в том числе с использованием анализа Optimizer

Счетное ядро программы PSpice САПР OrCAD поддерживает базовые Spiceмодели (Level=1, 2, 3). Базовые модели разработаны для МОП–транзисторов (МОПТ) с длинным каналом. Модель первого уровня (Level=1) основана на модели Шихмана–Ходжеса, которая представляет модифицированную зарядоуправляемую модель. Модели 2го и 3–го уровней представляют усовершенствованные версии моделей Мейера[5, 6]. Для короткоканальных транзисторов с L<1 мкм модель первого уровня (Level=1), основанная на зарядоуправляемой модели, достаточно плохо соответствует экспериментальным данным, особенно в области насыщения. Причиной является игнорирование короткоканальных эффектов, таких как эффект насыщения скорости носителей. Используется в тех случаях, когда не предъявляются высокие требования к точности моделирования ВАХ МОПТ.

Анализ схемы по постоянному току (DC Sweep)

Используется для построения ВАХ МОПТ и передаточных характеристик цифровых инверторов по n–МОП (инвертор с квазилинейной, нелинейной и токостабилизирующей нагрузками) и КМОП–технологиям. Проведем анализ DC Sweep для расчета ВАХ n–МОПТ.

При расчете ВАХ n–МОПТ (рис. 1) используются два независимых источника напряжения Vds (напряжение «сток–исток») и Vgs (напряжение «затвор–исток»), напряжения которых изменяются с заданным шагом. На схеме напряжению Vds соответствует источник постоянного напряжения V2, а Vgs — источник V1. Для транзистора M1 используется модель второго уровня Level=2, позаимствованная из 2–микронного технологического процесса масштабируемой КМОП–технологии c n–карманом (2 уровня металлизации) кремниевой фабрики Orbit, для транзистора M2 — Level=2, позаимствованная из 3–микронного технологического процесса КМОП–технологии с pкарманом (1 уровень металлизации) серии MN1551 фирмы Matsushita, для транзистора М3 — типовая модель третьего уровня Level=3 из литературных источников[4]. Длина канала МОПТ во всех случаях разная: 2 (M1), 3 (M2) и 4 (M3) мкм, ширина канала для всех транзисторов одинаковая. Для редактирования Spice–модели МОПТ необходимо его выделить и выбрать строку меню Edit/PSpice Model.

Рис. 1. Схема виртуального характериографа для расчета ВАХ n-МОПТ
Рис. 1. Схема виртуального характериографа для расчета ВАХ n–МОПТ

Для расчета ВАХ (стоковой характеристики) необходимо установить в профиле моделирования (Edit Simulation Profile меню PSpice) режим моделирования DC Sweep и задать в диалоговых окнах (рис. 2) атрибуты двух изменяемых (варьируемых) источников напряжения V1 и V2: Vds (V2) — в диапазоне от 0 до 5 В с шагом 0,1 В (Primary Sweep); Vgs (V1) — в диапазоне от 1 до 3 В с шагом 1 В (Secondary Sweep). На рис. 3 показаны ВАХ n–МОПТ с индуцированным каналом (стоковая характеристика). Из рис. 3 видно, что чем меньше длина канала, тем круче ВАХ и при одинаковых напряжениях Vds больше ток стока.

Рис. 2. Анализ DC Sweep
Рис. 2. Анализ DC Sweep
Рис. 3. ВАХ n-МОПТ с индуцированным каналом (стоковая характеристика) с разными моделями Level=2 и Level=3
Рис. 3. ВАХ n–МОПТ с индуцированным каналом (стоковая характеристика) с разными моделями Level=2 и Level=3

Для построения сток–затворной ВАХ (рис. 4) необходимо установить Primary Sweep: V1 — в диапазоне от 1 до 3 В с шагом 0,1 В; V2 — от 0 до 5 В с шагом 1 В. Ниже приведено описание моделей Level=2 и Level=3, используемых для построения ВАХ МОПТ.

Рис. 4. ВАХ n-МОПТ с индуцированным каналом (сток-затворная характеристика) с разными моделями Level=2 и Level=3
Рис. 4. ВАХ n–МОПТ с индуцированным каналом (сток–затворная характеристика) с разными моделями Level=2 и Level=3

Spice–модель 2–го уровня для МОПТ М1:

.model nmosL2MOSIS nmos level=2
+ Ld=0.22026u 		Tox=395.000008E−10 	Nsub=7.61874E+14 
+ Vto=0.81056 		Kp=5.289E−05 		Gamma=0.1819
+ Phi=0.6 		Uo=605.312 		Uexp=8.517658E−02
+ Ucrit=14678.4 	Delta=1.71295 		Vmax=64128.9
+ Xj=0.25u 		Nfs=1.085838E+12 	Neff=1
+ Nss=1E+10 		Tpg=1 			Rsh=29.39
+ Cgdo=2.888314E−10 	Cgso=2.888314E−10 	Cgbo=4.336885E−10
+ Cj=9E−05 		Mj=0.784 		Cjsw=5.525E−10
+ Mjsw=0.285 		Pb=0.8       

Spice–модель 2–го уровня для МОПТ М2:

.model nmosL2MN1550 NMOS level=2 
+ Vto=0.65 Kp=22u Gamma=0.25 Nsub=2e16 Tox=40e−9 Cgso=1.6e−10 Cgbo=4e−10 
+ Cjsw=2e−10 Rsh=40 Vmax=4e4 Lambda=0.05l Tpg=1 Ld=2e−7 Uo=350 Cgdo=1.6e−10

Spice–модель 3–го уровня для МОПТ М3:

.model nmosL3 nmos Level=3 
+ Vto=1.0 Kp=3.0E−5 Gamma=0.35 Phi=0.65 Tox=0.1u Nsub=1.0E+15 Nss=1.0E+10 
+ Nfs=1.0E+10 Xj=1.0u Ld=0.8u Tpg=1.00 Uo=700.0 Vmax=5.0E+4 Xqc=0.4 Delta=1.0 
+ Kappa=1.0 Eta=1.0 Theta=0.05 Af=1.2 Kf=1.0E−26 Is=1.0E−15 Js=1.0E−8 Pb=0.75 
+ Cj=2.0E−4 Mj=0.5 Cjsw=1.00E−9 Mjsw=0.33 Fc=0.5 Cgbo=2.0E−10 Cgdo=4.00E−11 
+ Cgso=4.00E−11 Rd=10.0 Rs=10.0 Rsh=30.0

Проведем анализ передаточной кривой КМОП–инвертора по постоянному току (рис. 5). В качестве входной переменной выберем источник постоянного напряжения V4, подаваемый на входы затворов транзисторов M4 и M5. Входное напряжение изменяется от 1 до 5 В с шагом 0,1 В. Передаточная характеристика КМОП–инвертора в режиме расчета по постоянному току показана на рис. 6.

Рис. 5. Электрическая схема КМОП-инвертора на основе Spice моделей 2-го уровня (технологический процесс MOSIS/Orbit 2 мкм) для построения передаточных характеристик в режиме расчета по постоянному току
Рис. 5. Электрическая схема КМОП–инвертора на основе Spice моделей 2–го уровня (технологический процесс MOSIS/Orbit 2 мкм) для построения передаточных характеристик в режиме расчета по постоянному току
Рис. 6. Передаточные характеристики КМОП-инвертора в режиме расчета по постоянному току
Рис. 6. Передаточные характеристики КМОП–инвертора в режиме расчета по постоянному току

Анализ переходных процессов (Time Domain)

Время, в течение которого сигнал на выходе схемы изменяется от одного логического уровня до другого, называется временем переходного процесса.

Анализ переходного процесса начинается с определения начальной точки, соответствующей режиму по постоянному току при значениях входных сигналов, соответствующих нулевому моменту времени. Проведем анализ переходного процесса КМОП–инвертора (рис. 7, 8) при воздействии входных сигналов различной формы (analysis type: Time Domain (Transient)). Время моделирования ограничим величиной 1000 нс (Run to time: 1000 ns).

Рис. 7. Электрическая схема КМОП-инвертора на основе Spice-моделей 2-го уровня (технологический процесс MOSIS/Orbit 2 мкм) для исследования переходных процессов
Рис. 7. Электрическая схема КМОП–инвертора на основе Spice–моделей 2–го уровня (технологический процесс MOSIS/Orbit 2 мкм) для исследования переходных процессов
Рис. 8. Результаты моделирования переходного процесса КМОП-инвертора
Рис. 8. Результаты моделирования переходного процесса КМОП–инвертора

В настоящее время для моделирования паразитных явлений в субмикронных БИС используются Spice–модели короткоканальных МОПТ BSIM3 (Berkeley short–channel IGFET model) версия 3.24 (LEVEL=8, 49, 53) и BSIM4 версия 4 (LEVEL=14, 54), разработанные в Калифорнийском университете Беркли. Модели BSIM позволяют учитывать следующие эффекты: учет влияния на пороговое напряжение эффектов узкого и короткого канала; снижение подвижности вертикальным полем; насыщение скоростей носителей; DIBL–эффект; модуляцию длины канала; паразитные сопротивления стока и истока; масштабирование параметров модели с изменением геометрических размеров МОПТ. Счетное ядро T–Spice САПР Tanner EDA поддерживает Spice–модели короткоканальных МОПТ BSIM3 и BSIM4[4]. Теоретический анализ процессов в короткоканальных МОПТ очень сложен и не дает возможности получить инженерные формулы, поэтому на практике используют экспериментальные исследования. Например, компания Cadence предлагает использовать измерительный комплекс Virtuoso Device Modeling (BSIMProPlus/RelProPlus) с интегрированным интерактивным программным обеспечением. Комплекс позволяет собирать по результатам ускоренных испытаний тестовых структур (HCI и NBTI–тесты) необходимую информацию для Spice–моделей BSIM3 или BSIM4, осуществлять мониторинг процесса деградации по наиболее важным параметрам, таким как IСнас (ток стока в режиме насыщения), Vt (пороговое напряжение), извлекать информацию для моделей деградации МОПТ HCI–AgeMOS (для n–MОПТ) и NBTI–AgeMOS (для p–МОПТ), которые используются в специализированном пакете программ моделирования надежности RelXpert или Virtuoso UltraSim Full–chip Simulator (рис. 9). В качестве счетного ядра используют FastSpiceсимулятор.

Рис. 9. Использование измерительного комплекса BSIMProPlus/RelProPlus с интегрированным ПО и ПО Virtuoso UltraSim Full-chip Simulator для схемотехнического моделирования фрагментов КМОП БИС с учетом паразитных эффектов, вызванных инжекцией горячих носителей
Рис. 9. Использование измерительного комплекса BSIMProPlus/RelProPlus с интегрированным ПО и ПО Virtuoso UltraSim Full–chip Simulator для схемотехнического моделирования фрагментов КМОП БИС с учетом паразитных эффектов, вызванных инжекцией горячих носителей

Анализ схемы по переменному току в заданном частотном диапазоне (AC Sweep)

Дифференциальный усилитель (рис. 10), как правило, является входным каскадом операционного усилителя (ОУ). ОУ, выполненный по КМОП–технологии, отличается от ОУ на биполярных транзисторах высоким входным сопротивлением (более 1012 Ом), большой скоростью нарастания выходного напряжения (50–75 В/мкс), высокой частотой единичного усиления ≈20 МГц. К недостаткам следует отнести низкий коэффициент усиления по напряжению и большое напряжение смещения пары МОПТ. Примером может служить КМОП ОУ MC14573 фирмы Motorola.

Рис. 10. Дифференциальный усилитель по КМОП-технологии
Рис. 10. Дифференциальный усилитель по КМОП–технологии

На затвор транзистора M4 с помощью источника переменного напряжения подается синусоидальный сигнал с параметрами Offset value (смещение) 2 B, Amplitude (амплитуда) –700 мкВ, Frequency (частота) 100 Гц, Phase angle (фаза) 90°. На затвор транзистора M3 подается постоянное напряжение, равное 2 В. Это позволяет задать дифференциальное напряжение, прикладываемое к входам ОУ.

Транзисторы M3 и M4 включены по схеме с общим истоком. На затворы транзисторов М13 и M9 прикладывается напряжение смещения, равное 0,8 В, которое задает ток смещения транзистора M13 (ток смещения используется для балансировки транзисторов M3 и M4) и поддерживает в приоткрытом состоянии транзистор M9 (пороговое напряжение транзистора M9 — 0,623 В), что обеспечивает высокую скорость нарастания выходного напряжения, когда выходное напряжение уменьшается до отрицательного напряжения питания. Дифференциальный усилитель работает на активную нагрузку на p–МОПТ M5 и M2, включенных по схеме токового зеркала (МОПТ М5 включен по диодной схеме). Далее следует выходной каскад на транзисторах M1 и M9. Транзистор M1 является активной нагрузкой транзистора M9. Корректирующая емкость C1 обеспечивает высокую скорость нарастания выходного напряжения до положительного напряжения питания. Аналитический расчет дифференциального усилителя с активной нагрузкой в виде схемы токового зеркала приведен в работе[7].

В качестве технологического процесса выберем 1,25–микронный технологический маршрут фирмы MCNC по масштабируемой КМОП–технологии (по правилам проектирования MOSIS). Ниже приведены Spice–модели n–МОПТ и p–МОПТ данной технологии (модели взяты из справочной системы САПР Tanner EDA):

Spice–модели второго уровня для n– и p–МОПТ 1,25 мкм технологического процесса фирмы MCNC:

.model nmos nmos 
+ Level=2 Ld=0.0u Tox=225.00E−10 
+ Nsub=1.066E+16 Vto=0.622490 Kp=6.326640E−05 
+ Gamma=.639243 Phi=0.31 Uo=1215.74 
+ Uexp=4.612355E−2 Ucrit=174667 Delta=0.0 
+ Vmax=177269 Xj=.9u Lambda=0.0 
+ Nfs=4.55168E+12 Neff=4.68830 Nss=3.00E+10 
+ Tpg=1.000 Rsh=60 Cgso=2.89E−10 
+ Cgdo=2.89E−10 Cj=3.27E−04 Mj=1.067 
+ Cjsw=1.74E−10 Mjsw=0.195 

.model pmos pmos 
+ Level=2 Ld=.03000u Tox=225.000E−10 
+ Nsub=6.575441E+16 Vto=−0.63025 Kp=2.635440E−05 
+ Gamma=0.618101 Phi=.541111 Uo=361.941 
+ Uexp=8.886957E−02 Ucrit=637449 Delta=0.0 
+ Vmax=63253.3 Xj=0.112799u Lambda=0.0 
+ Nfs=1.668437E+11 Neff=0.64354 Nss=3.00E+10 
+ Tpg=−1.000 Rsh=150 Cgso=3.35E−10 
+ Cgdo=3.35E−10 Cj=4.75E−04 Mj=.341 
+ Cjsw=2.23E−10 Mjsw=.307

На рис. 11 показана зависимость малосигнального коэффициента усиления (дБ) от частоты (диаграмма Боде), полученная с использованием частотного анализа AC Sweep/ Noise на малом сигнале 1 В (1 Vac). Диалоговое окно частотного анализа показано на рис. 12. Частотный анализ используется для расчета частотной зависимости параметров схемы путем линеаризации уравнений схемы в районе рабочей точки. Первый параметр устанавливает начальную частоту 100 Гц, второй — конечную частоту 100 МГц, третий — число точек (частот), для которых будет выполнен расчет выходных параметров схемы. При выборе параметра Decade задается число точек на декаду. Параметры, подлежащие коррекции при оптимизации — геометрические размеры n–МОПТ (L–длина и W–ширина канала транзистора) M13 и M9. Предполагается, что, изменяя геометрические размеры МОПТ, можно добиться некоторого улучшения технических характеристик дифференциального усилителя. Начальные значения L и W принимаются равными 5 мкм, максимально допустимые значения — 100 мкм.

Рис. 11. Зависимость малосигнального коэффициента усиления по напряжению от частоты до и после оптимизации
Рис. 11. Зависимость малосигнального коэффициента усиления по напряжению от частоты до и после оптимизации
Рис. 12. Диалоговое окно AC-анализа
Рис. 12. Диалоговое окно AC–анализа

Из библиотеки Special необходимо извлечь компонент Param и нанести его на схему. В этот компонент вносится список параметров, подлежащих коррекции.

Попытаемся улучшить технические характеристики усилителя на частотах до 100 кГц, то есть «приподнять» частотную характеристику выходного напряжения Vout по коэффициенту усиления и «расширить» по полосе пропускания. Потребуем, чтобы малосигнальный коэффициент усиления по напряжению (Gain) на частоте 10 кГц был не менее 25 дБ, а полоса пропускания (BW) при коэффициенте усиления 12,87 дБ была равной 35 кГц. Для этого воспользуемся анализом Optimizer.

Используя анализ Optimizer, проведем оптимизацию дифференциального усилителя. Анализ Optimizer выполняется градиентными методами, путем взаимодействия трех программ: графического редактора Capture, программы моделирования Pspice и постпроцессора Probe.

На рис. 13а показано, что параметр Gain используется как ограничение, а на рис. 13б — параметр BW используется как цель оптимизации (целевая функция). В диалоговом окне «спецификация» (рис. 13) задаются следующие параметры: Target — желаемое значение функции; Range — ширина допустимого диапазона значений функции; Constraint — включение–выключение режима учета ограничений. Если режим Constraint включен, задаваемая в этом окне функция является ограничением, в противоположном случае — целевой функцией.

Рис. 13. Оптимизация схемы дифференциального усилителя: а) по малосигнальному коэффициенту усиления; б) по полосе пропускания
Рис. 13. Оптимизация схемы дифференциального усилителя: а) по малосигнальному коэффициенту усиления; б) по полосе пропускания

Используя выражение Yatx(db(v(out)),10k) для измерения сигнала, определим, что коэффициент усиления по напряжению до оптимизации на частоте 10 кГц составлял 22,505 дБ. Максимальное значение коэффициента усиления max(Vdb(out)) составляет 32,87 дБ. В таблице приведены наиболее важные характеристики усилителя после оптимизации. Полный список выражений для измерений, включенных в Pspice, приведен в работах[2, 3]. Наиболее важная характеристика — это ширина полосы пропускания. Обычно ее измеряют по уровню 3 дБ от максимального коэффициента усиления: LPBW(Vdb(out),3) или так называемая полоса пропускания 3 дБ, на границах которой выходное напряжение падает до 70,7%[2].

Таблица. Основные характеристики операционного усилителя в режиме AC Sweep/Noise на малом сигнале 1 В до и после оптимизации
Название выражения Выражение для измерения Значение параметра Единица измерения
до по
Максимальный малосигнальный коэффициент усиления по напряжению max(Vdb(out)) 32,87 34,559 дБ
Малосигнальный коэффициент усиления по напряжению на частоте 10 кГц Yatx(db(v(out)),10k) 22,505 24,798 дБ
Ширина полосы пропускания по уровню 20 дБ, от максимального коэффициента усиления LPBW(Vdb(out),20) 34,162 34,543 кКц
Максимальная мощность рассеяния источником постоянного напряжения max(W(Vdd)) 71,315 71,099 мкВт

На рис. 14 показаны результаты работы анализа Optimizer. Видим, что цель эксперимента достигнута. Полоса пропускания расширена на частотах до 100 кГц. Также показаны геометрические размеры n–МОПТ M13 и M9 до и после оптимизации.

Рис. 14. Результаты работы анализа Optimizer
Рис. 14. Результаты работы анализа Optimizer

Проведем расчет схемы с использованием анализа переходных процессов Time Domain (transient). Анализ переходных процессов позволяет смоделировать процесс формирования фронта выходного напряжения дифференциального усилителя. Рис. 15 демонстрирует свойство усиления по напряжению разностных сигналов, приложенных ко входам операционного усилителя.

Рис. 15. Схемотехническое моделирование дифференциального КМОП-усилителя в режиме Time Domain (до и после оптимизации): а) сигналы на входе; б) сигнал на выходе
Рис. 15. Схемотехническое моделирование дифференциального КМОП–усилителя в режиме Time Domain (до и после оптимизации): а) сигналы на входе; б) сигнал на выходе

Выводы

В отличие от усилителей для дискретного исполнения, где замена одного типономинала сопротивления на другой не приводит к существенному увеличению размеров печатной платы, корректировка геометрических размеров МОПТ должна проводиться с учетом конструктивно–технологических требований (КТТ) данной КМОП–технологии. Так, длину канала МОПТ обычно полагают равной минимально допустимому значению, указанному в КТТ. Для КТТ 2 мкм длина канала не может быть меньше 2 мкм. Округлим полученные значения L и W в процессе оптимизации. Примем для транзистора M13: L1 — 4 и W1 — 4 мкм, для транзистора M9: L2 — 5 и W2 — 6 мкм соответственно. Далее необходимо провести повторный расчет и убедиться, что округление не привело к значительному искажению ранее достигнутого результата.

Использование схемотехнического анализа в САПР OrCad позволяет эффективно исследовать статические, временные, частотные характеристики электрических схем с учетом технологических особенностей.

Литература

  1. Шалагинов А. Знакомство с пакетом OrCAD9.1 // Компоненты и технологии. 2002. № 1.
  2. Хайнеман Р. PSpice. Моделирование работы электронных схем. М.: ДМК, 2005.
  3. Златин И. Программа Advanced Analysis и режим анализа Sensitivity в PSD 15.0 и OrCAD 10.0 // Компоненты и технологии. 2005. № 5, 8.
  4. Massobrio and Antognetti. Semiconductor Device Modeling with SPice. 2nd Edition, McGraw–Hill, 1993.
  5. Петров М. Н., Гудков Г. В. Моделирование компонентов и элементов СБИС: Учеб. пособие. Великий Новгород: НовГУ им. Ярослава Мудрого, 2006.
  6. Применение программ P–CAD и Pspice для схемотехнического моделирования на ПЭВМ: В 4 вып. Вып. 3: Моделирование аналоговых устройств. М.: Радио и связь, 1992.
  7. Соколов С. Аналоговые интегральные схемы / Пер. с англ. М.: Мир, 1988.

Скачать статью в формате PDF  Скачать статью Компоненты и технологии PDF

 


Сообщить об ошибке